1、基于内电路阻抗测量信息的系统性电磁干扰滤波器设计基于内电路阻抗测量信息的系统性电磁干扰滤波器设计Vuttipon Tarateeraseth, Student Member, IEEE,Kye Yak See, Senior Member, IEEE,Flavio G. Canavero, Fellow, IEEE,Richard Weng-Yew Chang, Member, IEEE摘要：基于双电流探头法，在正常工作状态下的开关模式电源（SMPS），其噪声源和噪声终端阻抗可以被测量。有了准确的噪声源和噪声终端阻抗，电磁干扰（EMI）滤波器就可以优化设计。本文演示了EMI滤波器的设计实例，使
2、其符合常规的传导性EMI限制，并与不考虑或粗略估计噪声源与噪声终端阻抗的情况相比较。尽管所有的方法都可以使经过滤波的SMPS符合常规限制，但通过准确的噪声源与终端阻抗来设计EMI滤波器可以寻得最佳的元件值并避免过设计。关键词：电磁干扰（EMI），EMI滤波器，线阻抗稳定网络（LISN），噪声源阻抗，开关模式电源（SMPS）。一. 导言电磁干扰（EMI）是开关模式电源（SMPS）的设计1的主要问题之一。为了符合国际监管EMI要求，EMI滤波器有必要降低限制2以下的SMPS的传导EMI水平。对于通信和微波应用的过滤器设计，定义源和终端阻抗（通常指定的50）。然而，SMPS的噪声源内阻抗水平没有现成
3、可得的。另一方面，常规线路阻抗稳定网络（LISN）的滤波器的输出阻抗水平被很好地定义3。我们可以想到通过使用数据或典型值来估计SMPS的噪声源阻抗，但这样的估计是不可靠的。事实上，噪声源阻抗与开关电源的标称阻抗和本身的SMPS（由构造提供）皆不同，这是由于转换器拓扑结构，元件的寄生效应，印刷电路板布局等原因4。此外，噪声耦合机制的复杂性，使得足够多的SMPS模式的生成成为一项艰巨的任务，工程师宁愿诉诸表征测量。SMPS可能不容易被建模5。因此，没有已知的噪声源阻抗EMI滤波器的设计可以是一项艰巨的任务6 - 8。此外，传导性EMI存在两种模式，共模（CM）和差模（DM），这进一步复杂了EMI滤
4、波器的设计过程，因为EMI滤波器需要有效地抑制CM和DM的排放。有些EMI滤波器的设计方法，采用一个简单的方法来设计EMI滤波器，没有考虑到噪声源阻抗和噪声终端阻抗9 - 11。其他EMI滤波器的设计方法不考虑噪声源和噪声终端阻抗，但近似他们为纯阻性元素1213。由于有这些方法取得了一定的近似，最坏的情况（最大或最小可能CM和DM阻抗）必须假设EMI滤波器设计13。虽然上述方法设计的EMI滤波器处方允许过滤开关电源，通过调节限制，他们通常会导致过度设计或过滤器组件的非最佳选择。没有准确的信息，在关注的频率范围内噪声源和噪声终端阻抗（幅度和相位），这是很难决定一个适当的EMI滤波器的配置，并为S
5、MPS设计一个最佳的过滤器，以满足特定的EMI限制。在本文中，根据电路的阻抗测量装置，噪声源和噪声终端阻抗的幅值和相位信息，可以测量和实际设备操作条件下提取。假设我们的提取过程是线性电源的输入阻抗的行为。这是合理的，因为，根据14，在操作过程中普遍存在的“ON”状态阻抗和阻抗探测是通过小信号扰动的手段，从而使线性化15。与已知的阻抗信息，前面提到的方法设计的局限性是可以克服的，一个系统的EMI滤波器的配置，以达到所需的过滤器插入损耗性能成为可能。二电路的阻抗测量为了提取噪声源阻抗，两种方法。被动的做法14，在脱机状态SMPS的直接测量;概念是很简单的，但这种方法需要两个分流负载SMPS的输入和
6、一系列测量，只恢复阻抗的幅度，因为它依靠插入损耗的决心。另外，积极的做法16中提出，通过注射和接收电流探头提取SMPS的DM和CM阻抗。然而，需要慎重选择隔离电感耦合电容测量噪声源阻抗。此外，只有在噪声源阻抗的大小，可以提取。不像前两种的探测方法，该方法17，使用直接钳式电流探头，因此，没有直接的电气接触LISN和开关电源之间的电源线电线。因此，它消除了耦合电容器的需要。此外，非隔离扼流圈是必要的，实现简单的测量设置。矢量网络分析仪（VNA）作为测量仪器的幅度和相位信息，可以准确地提取。图1（a）内电路双电流探头法的测量设置（b）等效电路的测量装置图1（a）所示的基本设置在电路回路测量未知阻抗
7、ZX，该回路循环可携带高电压和/或高电流。设置需要注入电流探头，接收电流探头，和一个VNA。这两个电流探头通过电感耦合与电路联系而没有直接连接到电路。转移主电路的耦合电路回路中的注入和接收探头，设置的等效电路如图1（b）。ZM1和ZM2分别为注入和接收探头的等效阻抗。VM1是在通过注入探头的VNA端口1电路回路引起的电压信号。L和r分别是环路电感和电阻。ZX是将测得的阻抗，在电路回路中的所有其他阻抗是由测量设定的 （让我们定义Zsetup= ZM1+ ZM2+ r+jL）。此外，由于注入信号通过注入探头在电路回路电流由下式给出I= （1）最后，给出回路中的感应电压VM1=jM1（） （2）其中
8、，M1是注入探头和耦合环之间的互感，V1和Z1的Thvenin等效电压源和阻抗，分别VNA的端口1，Zp1注入探头的输入阻抗。在2端口VNA的接收信号取决于目前I接收电流探头测量， Vp2 = ZT2 I (3)其中ZT2是探头制造商所提供的接收探头校准转移阻抗。（1）代入（2）（3）进入未知的阻抗来衡量，可以决定如下：ZX=K() Zsetup （4）其中K =（jM1ZT2）/（Zp1）是一种依赖于频率的系数。获得K和Zsetup前测量校准过程将在17中详细描述，在这便不再赘述。为清晰起见，图1已经简化并且不包含LISN，LISN是给测试下的有源器件供电的（以开关电源为例）。LISN的阻抗
9、应考虑的Zsetup没有限制的一部分。另外，VNA的注入信号必须远大于由测试设备所产生的背景噪声，这样背景噪声才不会改变Zx的值，叠加测试数量。对于大多数的低中等功率的有源系统，这样的情况下，通常可以得到满足。但是，如果活动系统的特点是非常高的功率，并产生显着的背景噪音，可以添加在VNA的端口1输出功率放大器增加的注入信号的功率，这样可满足上述条件。此外，预设值不正确的测量校准过程将会影响该方法的准确性。图2内电路测量设置（a）差模（b）共模图2（a）和（b）分别显示了电路中的DM和CM为通过LISN供电的开关电源的阻抗测量设置。分别选择电流探头太阳能9144-1N（10千赫 - 100兆赫）
10、和夏弗纳准则8455（10 kHz至1000 MHz）的噪声注入和检测。 VNA的，RS ZVB8（300 kHz至8 GHz）的被选中为测量电压比，Vp1/Vp2。使用上述的设置，LISN的（作为噪声接收器）和SMPS（作为噪声源）DM和CM的阻抗可以通过以下步骤提取： 1）预测校准过程：安装阻抗（Zsetup, DM和Zsetup, CM）和依赖于频率的系数图的测量设置（KDM和KCM）。图2（a）和（b）根据17中介绍的步骤决定。一旦这些参数都是已知的，即可按（4）测量任何未知的阻抗测量装置。 2）测量噪音终端阻抗（ZLISN, DM和ZLISN, CM）：由于开关电源使通过LISN供电
11、的，LISN就相当于一个SMPS噪声的终端。为了衡量LISN的阻抗，开关电源将被替换成一个电容。在DM的测量装置，1F电容之间连接线和中性（节点L和N在图2（a），开关电源移除）。在CM 测量设置，1F电容连接线和地面之间的节点和G L的图。第2（b）和另1F电容中立和地面图节点N和G之间的连接。图2（b），开关电源被移除。LISN的共模差模阻抗可由（4）式确定。 3）噪声源阻抗测量（ZSMPS，DM和ZSMPS，CM）：在图 2（a）和（b），使用双电流探头法设置测量阻抗是电路回路中的总阻抗;我们指定这种测量阻抗为ZT,DM和ZT,CM。根据第1、2步所得结果，噪声源（SMPS）的共模差模阻
12、抗可以由以下公式得出：ZSMPS,DM = ZT ,DM ZLISN,DM Zsetup,DM (5)ZSMPS,CM = ZT ,CM ZLISN,CM Zsetup,CM. (6) 举例来说，一个SMPS（VTM22WB，15瓦，+12 Vdc / 0.75，12 Vdc/0.5）通过LISN网络（电度量的MIL 5-25/2）供电，并如图2（a）及（b）所示的方法来设置。LISN的（噪声终端）和SMPS（噪声源）的DM和CM阻抗可由前述1-3的步骤来决定。 由于LISN的原理图和元件值由厂家或标准规定，所以LISN的DM和CM阻抗可以很容易地计算。为了便于比较，模拟DM和CM的使用由制造
13、商提供的数据LISN的阻抗也绘制成图3（a）（d）的样子。图3（a）和（b）分别显示了差模时候的LISN和SMPS阻抗的程度和阶段。图3（c）及（d）分别显示了共模时候的LISN和SMPS阻抗的程度和阶段。从图3（a）及（b），差模SMPS的阻抗比LISN阻抗高几十到几百欧姆，而他们的阶段跨越了测量的频率范围大约90。图3（c）和（d）显示，共模SMPS阻抗电容和定期而在测量的频率范围，而共模LISN的阻抗显示了不容易解释的基本电路等值。有了已知的程度和阶段的噪声源（SMPS）和噪声终止（LISN的）阻抗，满足特定传导EMI限制的EMI滤波器系统设计成为了可能。图3 已测的LISN和SMPS阻
14、抗（a）DM幅值（b）DM相位（c）CM幅值（d）CM相位三EMI滤波器的设计程序前面提到的相同的SMPS是用来指导整个设计过程中的读者。预期的传导EMI限制会见了由SMPS是CISPR 22 B类限制2。本标准规定的LISN只能测量进行的总排放量的DM和CM组件组成。因此，模态识别网络需要分开LISN的DM和CM组件，使它们可以单独测量18，用于设置所需的DM和CM滤波器插入损耗。测量设置如图4和HP8595E频谱分析仪（9 kHz至6.5 GHz的带宽，峰值检测模式）选择进行排放测量。图4 具有CM/DM模态识别网络的传导性EMI测量方案A.所需的插入损失测定没有过滤器的开关电源的传导发射
15、单独用LISN测量。如图5（a）和（b）所示线到地面进行排放。显然，没有EMI滤波器的开关电源不能满足所需的EMI限制。在18提出的模态识别网络的帮助下，未经过滤的SMPS的共模和差模的排放量分别如图5（c）和（d）所示。因此，DM和CM所需的过滤器插入损耗扣除限额标准即可以找到，ILDM,req = VDMdBV VLIMITdBV (7)ILCM,req = VCMdBV VLIMITdBV (8)其中VDM 表示无滤波器情况下SMPS的DM排放量，单位dBV;VCM 表示无滤波器情况下SMPS的CM排放量，单位dBV;VLIMIT 表示CISPR22 B类排放限值，单位dBV。DM和CM
16、所需的过滤器插入损耗分别如图5（e）和（f）所示。图5未接过滤器时的测量排放量（a）线接地（b）中性点接地（c）DM（d）CM（e）所需DM滤波器的插入损耗（f）所需CM滤波器的插入损耗B. 基于终端阻抗的DM/CM滤波器的选择拓扑结构通过过滤器配置如图6（a）所示。该过滤器是由一个CM电抗器（LC），一个DM电容（CX），以及两个CM电容器（CY 1和CY2）。由于LC的漏感，它表现为两线和中性线DM电感。SPMS电容器这种特殊的配置是必要的，以达到最佳滤波器的衰减，因为DM和CM开关电源阻抗比相应的LISN的阻抗，由图3（a）和（c）可知，明显更高。事实上，为使电容器更高效，必须放置在平行
17、于高阻抗和电感器必须串联一个低阻抗19。图6 EMI滤波器中存在的传导性EMI测量值（a）CM/DM模态识别网络测试设置（b）滤波器差模部分（c）滤波器的共模部分图6（a）解释了DM和CM两个独立的电路，分别如图6（b）和（c）所示。图第6（b）提出DM抑制滤波器的一部分，并且，这是由于LC的DM电感，由CXT产生，它代表有效DM电容（CY 1和CY 2组成，然后与CX并行）。图6（c）提出CM抑制滤波器的一部分，是由LCM，这是由于LC和CYT，这是有效CM电容（CY1和CY 2）的CM电感组成。从图 6（b）和（c），可对DM和CM滤波器插入损耗根据78进行计算。ILDM,estimate
18、=20log|s2(| (9)ILCM,estimate=20log|s2(| (10)其中 s = j2f;CYT = CY 1/CY 2 F;CXT = CX /(CY 1 + CY 2 )F;LCM CM电抗器的CM电感 H;LDM CM电抗器的等效DM电感 H;ZSMPS,DM SMPS的DM阻抗 ;ZSMPS, CM SMPS的CM阻抗 ;ZLISN,DM LISN的DM阻抗 ;ZLISN,CM LISN的CM阻抗 。C. CM滤波器设计CM电容通常是由安全要求限制的，例如，EN60335-1类便携式。因此250 VAC，50 Hz的电源，连接到地面的最大容量不能超过每个阶段约470
19、0 pF的限制20。因此，CY 1和CY2选择是每个为1000 pF。将已知的CM LISN和SMPS的阻抗和已选择的CM电容器代入式（10）并假设滤芯是理想的，所需的CM电感，能够提供的CM滤波器插入损失高于ILCM，REQ，在图5（f）所示，大约是2 MH。因此，选择两个1000-PF“Y级电容和一个2 MH-CM电抗器（NEC/ TOKIN SC-02-10A1）CM的过滤器。相比之下，传统的设计方法9，不考虑的SMPS 和LISN的阻抗，导致了CM电抗器可能过设计。 ILCM，req需要38.85分贝300千赫;截止频率可以通过下式计算出来fc,CM =fn,CM/10ILCM , r
20、 eq / = 32 kHz, 其中 fn,CM = 300 kHz， = 40 dB/decade 10, 21。代入CYT的值= 2000 pF和fn,CM =32千赫到截止频率公式的简单方法（fc,CM=1/2），所需约12 MH，这是六次结果大于该方法所需的电感。所提出的方法引入的电感值的减少对应显着的尺寸和重量节省。D. DM滤波器设计一旦CM电抗和电容选择好，我们继续DM滤波器的设计。为DM电容，因为没有安全问题，该值可以选择要尽可能大，但较大的电容器通常具有自谐振频率低22。将所需的DM电容，可以提供必要的DM滤波器插入损耗高于ILDM，req代入（9），已知的DM LISN和开
21、关电源的阻抗和测量的CM电抗（LDM = 17.6H）DM电感，如图5（e）所示，是约1.5F。图7基于传统方法14提取DM阻抗的DM滤波器（a）DM阻抗幅值（b）需要和估计的DM插入损耗与此相反，传统的设计方法（例如9），而不是考虑的SMPS和 LISN的阻抗，导致了DM的电容可能过设计。如果我们将传统的设计程序，以我们的例子中，我们需要满足约束的ILDM，req = 86分贝300千赫;因此，截止频率由fc,CM =fn,CM/10ILCM , r eq /= 2 kHz其中 fn,CM = 300 kHz， = 40 dB/decade 10, 21。根据已经确定的LDM = 17.6H
22、，截止频率fc,DM=1/2简单的方法允许确定DM的电容值约319F，这不仅是一个不切实际的价值，同时也显着比该方法所需的电容大得多。9中还讨论了这个问题，并倡导的溶液中加入DM扼流圈，这比必要的组件用了更多易导致EMI滤波器的过设计。进一步来说，让我们讨论一个不完整的决心遵守预测滤波器的负载阻抗的影响。为了便于比较，DM阻抗测量14提出的程序是从第二节获得的测量结果相比17 见图7（a）。这种做法是与我们通常在实践中进行连贯的，即，只测量的噪声源阻抗的大小，然后在插入损耗表达式中使用它，如果阻抗完全电阻13。虽然14建议重建希尔伯特变换的经典方法手段的阶段，在现实中，往往只幅度噪声源阻抗的考
23、虑，以避免复杂的数学处理。使用这种不完全确定的DM阻抗开关电源（9）表明，所设计的滤波器是无法满足的ILDM，REQ低于500千赫的频率，如图7（b）所示。所需的DM电容，可以提供必要的DM滤波器插入损耗较大比ILDM，req约4F，这是该方法所需的电容比更大的三倍左右。再次，该方法所需的电容值减少对应，以节省成本。值得注意的是，因为CM噪声源阻抗是电容的性质和范围在几千欧姆，这是远远高于LISN的（25）12 ，所以根据14所得出的CM阻抗对于CM滤波器的设计没有重大影响。E.实际的插入损耗和验证根据上述考虑，过滤器元件的阻抗行为可由HP 4396B阻抗分析仪（100 kHz至1.8 GHz
24、）的方式测量，其结果显示在图8（a）（f）。实际如图6（b）和（c）所示的DM和CM滤波器的插入损耗可由式（9）（10）包括过滤元件的寄生效应78，和下面的（11）（12）式子算出。ILDM,actual=20log| | (11)ILCM,actual=20log| | (12)其中ZLDM 表示CM电抗器的有效DM阻抗；ZLCM 表示CM电抗器的CM阻抗；ZCYT 表示CY1/CY2的有效CM阻抗；ZCX 表示CX/(CY1+CY2)的有效DM阻抗。图8 已选滤波器组件的测试阻抗（a）和（b）CM线圈（NEC/TOKIN）（c）和（d）电容CX=1.5-（e）和（f）电容CY1=CY2=1
25、000-pF使用所有选择的过滤器组件的测量阻抗见图8（a）（f），以及LISN和开关电源的阻抗行为见图3（a）（d），实际的DM插入损耗和CM的过滤器计算方式（11）和（12）分别如图9（a）及（b）所示。作比较后可得，DM和CM所需的过滤器插入损耗也显示在相同的数字。实际DM和CM滤波器插入损耗高于必需的，这表明，所设计的EMI滤波器能够抑制DM和CM进行排放量低于CISPR 22 B类限制。图9（c）和（d）显示设计的EMI滤波器插入后进行测量DM和CM的排放量。DM和CM的排放量低于限额，确认设计的EMI滤波器符合要求。作为最后的合格检查，图9（e）及（f）分别显示了线接地和中性点接地的
26、排放量，其结果表明，经过过滤的开关电源符合规定的限制。图9 EMI滤波器插入后的效果（a）需要和设计的DM插入损耗（b）需要和设计的CM插入损耗（c）经过滤波器后的DM传导排放量（d）经过滤波器后的CM传导排放量（e）火线接地的总排放量（f）中线接地的总排放量四结论连接到电源的SMPS的噪声源和噪声终端阻抗的信息已被证实是非常有用的，特别是对于以系统化的方式设计一个最佳的满足特定的电磁干扰限制EMI滤波器。噪声源（SMPS）和噪声终止（LISN的）阻抗测量电路中的工作条件下的双电流探测法的手段。无论是DM和CM任何EMI滤波器的过滤器插入损耗可以准确确定，使设计师有一个EMI滤波器插入损耗特性
27、非常清晰的画面。毫无疑问，不考虑终端阻抗的EMI滤波器设计或采用不完整的终端阻抗测量，同样可以使得过滤后的开关电源通过调节限制。然而，这是过设计的，会导致最终产品的笨重和昂贵。相反，与拟议的EMI滤波器的设计方法，可以适当的过滤器的配置和最佳的滤波器元件值系统的选择。因此，最佳的效果可以实现，且不会产生符合EMI的设计成本过高。然而，拟议的EMI滤波器的设计方法不考虑模式转换（CM到DM或DM到CM），可能会出现由于不对称设计和过滤器元件的寄生耦合。所以还需要一个精心的布局设计，以尽量减少模式的转换以保证EMI符合最终产品的要求。参考文献1 R. Redl, “Electromagnetic
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