1、波特图的另一半那么是相位曲线相移比频率，并被描绘成以“度来表示的相移比频率关系。波特相位曲线亦被绘成一种半对数曲线：x轴为采用对数刻度的频率 （Hz）、y轴为采用线性刻度的相移度，y轴最好是采用方便的每主格45Aol曲线、幅度曲线、频率、相位曲线。幅度波特图要求将电压增益转换成分贝 （dB） 。进展增益分析时，我们将采用以dB定义为20Log10A表示的电压增益，其中A为以伏/伏表示的电压增益。roll-off rate下降速率增益随频率减小；decade十倍频程频率按x10增加或按x1/10减小，从10Hz到100 Hz为一个decade十倍频程；octave倍频程频率按x2增加或按x1/2
2、减小，从10Hz到20 Hz为一个octave倍频程；在电压增益波特图上，增益随频率变化的斜线可定义成按 +20dB/decade或-20dB/decade增加或减小。另一种描述同样斜线的方法是按 +6dB/octave或 -6dB/octave增加或减小参见图1.4以下推导证明了20dB/decade与 6dB/octave的等效性：A（dB） = A（dB） at fb A（dB） at fa A（dB） = Aol（dB） - 20log10（fb/f1） Aol（dB） - 20log10（fa/f1） A（dB） = Aol（dB） - 20log10（fb/f1） Aol（dB）
3、+ 20log10（fa/f1） A（dB） = 20log10（fa/f1） 20Log10（fb/f1） A（dB） = 20log10（fa/fb） A（dB） = 20log10（1k/10k） = -20dB/decade A（dB） = 20log10（fb/fc） A（dB） = 20log10（10k/20k） = -6db/octave -20dB/decade = -6dB/octave 因此：+20dB/decade = +6dB/octave -20dB/decade = -6dB/octave +40dB/decade = +12dB/octave -40dB/dec
4、ade = -12dB/octave +60dB/decade = +18dB/Octave -60dB/decade = -18dB/Octave 极点：单个极点响应在波特图幅度或增益曲线上具有按 -20dB/decade或 -6db/octave斜率下降的特点。在极点位置，增益为直流增益减去3dB。在相位曲线上，极点在频率fP上具有-45的相移。相位在fP的两边以 -45/decade的斜率变化为0和 -90。单极点可用图1.5中的简单RC低通网络来表示。请注意极点相位是如何影响直到高于或低于极点频率10倍频程处的频率的。f=fc/10时，具有-5.7的相移，f=10fc 时，具有-84.
5、3图字：实际函数、直线近似、频率； 单极点电路等效电路图极点位置= fp幅度= -20dB/decade斜线 - 斜线从fP处开场、并继续随频率增加而下降 - 实际函数= -3dB down fp相位= -45/decade斜率通过fp- fp以上10倍频程处相位= -90- fp以下10倍频程处相位= 0零点：单个零点响应在波特图幅度或增益曲线上具有按 +20dB/decade或+6db/octave斜率上升对应于下降的特点。在零点位置，增益为直流增益加3dB。在相位曲线上，零点在其频率fz上具有+45相位在fz的两边以+45/decade斜率变化为0与+90单零点可用图1.6中的简单RC高
6、通网络来表示。请注意零点相位是如何影响直到高于或低于零点频率10倍频程处的频率的。 单零点电路等效电路图 零点位置= fz幅度= +20dB/decade斜线 - 斜线从fz开场、并继续随频率增加而上升 - 实际函数= -3dB up fz相位= +45/decade斜率通过fz- fz以上10倍频程处相位+90- fz以下10倍频程处相位 0在波特幅度图上，很容易测量给定极点或零点的频率。由于x轴为频率的对数刻度，故这种技术允许用距离比来准确及迅速地确定感兴趣的极点或零点的频率。图1.7显示这种“对数刻度技巧。fp=?、频率； 对数刻度技巧 （fp=?） 1） 假设L=1cm, D=2cm
7、2） L/D=log10（fp） 3） . 4） 对应的十倍频程内的频率为fp= 31.6Hz 5） ，其中fp为fp对1-10十倍频程归一化后的频率，fp=31.6，fp=3.16直观元件模型大多数运放应用都采用四种关键元件的组合，即：运放、电阻、电容和电感。为便于进展稳定性分析，最好是能拥有这些关键元件的“直观模型。用于交流稳定性分析的直观运放模型如图1.8所示。IN+ 与 IN- 端之间的差分电压先被放大1倍并转化为单端交流电压源VDIFF， VDIFF然后再被放大K（f） 倍，其中K（f） 代表数据资料中的Aol开环增益比频率曲线。由此得到的电压VO再后接运放开环、交流小信号及输出电阻
8、RO。电压通过RO后即为VOUT。图1.10定义用于交流稳定性分析的直观电容模型，包括三个不同的工作区。在“直流区，电容将被看成是开路。在“高频区，电容那么被看成是短路。在这二者之间，电容将被看成是一个受频率控制的电阻阻抗1/Xc随频率增加而减小。图1.11所示的SPICE仿真结果显示直观电容模型随频率变化的关系。图1.12定义用于交流稳定性分析的直观电感模型，包括三个不同的工作区。在“直流区，电感将被看成是短路。在“高频区，电感那么被看成是开路。在这二者之间，电感将被看成是一个受频率控制的电阻阻抗XL随频率增加而增加。图1.13所示的SPICE仿真结果显示出直观电感模型随频率变化的关系。稳定
9、性标准图1.14的下部显示代表一个带反应运放电路的传统控制环路模型框图；上部显示与控制环路模型相对应的典型带反应运放电路。我们将这种带反应运放电路称为“运放环路增益模型。请注意，Aol为运放数据资料Aol，且为运放的开环增益。贝它为从VOUT上作为反应返回的输出电压量。本例中的网络为一个电阻反应网络。在推导VOUT/VIN时，我们能看到，可直接用Aol 及 来定义闭环增益函数。Aol：开环增益；：反应系数；Acl：闭环增益从图1.14所示的运放开环增益模型中，我们能得出稳定闭环运放电路的标准。详细推导如图1.15所示。在频率fcl上，环路增益 （Aol） 为1或0dB，如果环路增益相移为+/-
10、180，那么电路不稳定！在fcl上，环路增益相移距离180的相位称为环路增益相位余量。对于临界阻尼表现良好的闭环响应，我们要求环路增益相位余量大于45VOUT/VIN= Aol/（1+ Aol） 如果：Aol= -1 那么：VOUT/VIN= Aol/0 VOUT/VIN= 无穷大增益 那么VIN中任何小的变化都会导致VOUT中的很大变化，而这又会反应给VIN并导致VOUT中更大的变化 振荡 不稳定！Aol：环路增益 Aol= -1 +/-180相移，幅度为1 （0dB） fcl：Aol= 1 （0dB） 时的频率 稳定性标准：在Aol= 1 （0dB） 时的fcl频率上，相移 +/-180所
11、需相位余量离+/-180相移的距离 45环路稳定性测试由于环路稳定性由环路增益 （Aol） 的幅度与相位曲线决定，因此我们需要知道如何才能方便地分析环路增益幅度与相位。为做到这一点，我们需要打破闭环运放电路，并将一个小信号交流源插入到环路中，然后再测量幅度与相位并绘出完整的环路增益曲线图。图1.16显示运放环路增益控制模型的等效控制环路框图、以及我们准备用于环路增益测试的技术。运放环路增益模型：运放为“闭环环路增益测试：在VOUT、地与VIN之间将环路打破，并插入一个交流源Vx，Aol=Vr / Vx在分析用SPICE仿真构建的电路时，传统环路增益法利用一个电感及电容将闭环运放电路打破。很大的
12、电感值可确保环路在直流上闭合要求SPICE仿真能在进展交流分析以前先计算出直流工作点，但在感兴趣的交流频率上翻开。很大的电容值可确保交流小信号源与直流隔开，但可直接与感兴趣的频率相连。图1.17显示用于传统环路增益测试的SPICE设置示意图。SPICE环路增益测试：在用SPICE仿真一个电路之前，我们想知道近似结果如何。请记住GIGO垃圾进，垃圾出！贝它 （） 及其倒数 （1/） 连同数据资料Aol曲线，可在运行SPICE以前为我们提供一种用于环路增益分析一阶近似的强大方法。在后续几节中，我们将介绍计算 （） 及其倒数 （1/） 的技巧与经历。图1.18定义运放电路的贝它 （） 网络。Aol曲
13、线上叠加的1/曲线，可提供环路增益 （Aol） 曲线终究如何的清晰画面。从图1.19中的推导中，我们可清楚地看出，当我们以dB值来在Aol曲线上绘出1/时，Aol幅度曲线即为Aol 与1/之差。请注意，Aol随频率的增加而减小。Aol是用于纠正VOUT/VIN或闭环响应中误差的增益。因此，随着Aol减小，VOUT/VIN响应精度降低，直到Aol降为 0dB、而VOUT/VIN响应完全跟随Aol为止。开环响应Aol、Aol环路增益、频率；运放Aol上以dB表示绘出1/以dB表示、闭环响应1/ Aol。一旦我们在Aol上绘出1/，有一种称为“闭合速度 ?运算放大器应用电路设计?P56中的环路断开方
14、式的简单一阶稳定性检查法。这种闭合速度稳定性检查，定义为1/曲线与Aol曲线在fcl上此时环路增益为0dB的“闭合速度。40db/decade的闭合速度意味着不稳定，因为它意味着在fcl以前有两个极点，而这可能意味着180图1.20给出了4个例子，并将其各自的闭合速度计算如下：fcl1: Aol-1/1 = -20dB/decade - +20dB/decade = -40dB/decade ： 40dB/decade 闭合速度与不稳定 fcl2: Aol-1/2 = -20dB/decade - 0dB/decade = -20dB/decade ： 20dB/decade闭合速度与稳定 f
15、cl3: Aol-1/3 = -40dB/decade - 0dB/decade = -40dB/decade ： 40dB/decade闭合速度与不稳定 fcl4: Aol-1/4 = -40dB/decade - -20dB/decade = -20dB/decade ： 20dB/decade闭合速度与稳定环路增益稳定性举例环路增益分析举例图1.21用来说明我们如何能从绘制在Aol曲线上的1/曲线来分析运放的稳定性。这里，随着频率的增加，电容CF逐渐趋于短路，从而分别随频率的增加而降低曲线的幅度亦即电压反应随频率增加而减小或抬高1/曲线的幅度。从闭合速度标准来看，我们预计该电路不稳定。从
16、Aol曲线上的1/曲线，我们能绘出Aol环路增益幅度曲线图1.22。从环路增益幅度曲线，我们又能绘出环路增益相位曲线。从Aol曲线上的1/曲线绘出Aol曲线的规那么很简单：Aol曲线上的极点和零点即为Aol曲线上的极点和零点；1/曲线上的极点和零点那么为Aol曲线上的零点与极点。记住这一点的一种简单方法是，用于Aol曲线，而1/为的倒数，因此我们预计Aol曲线会采用1/曲线上极点与零点的倒数，而极点的倒数为零点，零点的倒数为极点。 在fcl上： 相移= -180 相位余量= 0 为从Aol及1/曲线绘出Aol曲线：Aol曲线上的极点为Aol环路增益曲线上极点 1/曲线上的极点为Aol环路增益曲
17、线上零点 1/曲线上的零点为Aol环路增益曲线上极点 请记住：为1/的倒数1/与闭环响应VOUT/VIN闭环响应并非总是和1/一样。在图1.23的例如中，我们可看出，交流小信号反应受与RI并联的Rn-网络的修改。随着频率的增加，我们看到该网络修改的结果反映在Aol曲线上的1/曲线中。因此可将本例看成是一个反相取和运放电路。我们将通过RI的VIN与通过Rn-网络到地的信号相加。VOUT/VIN在低频上不会受此Rn-网络的影响，且所需增益可看成是20dB。随着环路增益 （Aol） 被Rn-网络拉低至1 （0dB），即没有环路增益用于纠正误差，而VOUT/VIN那么会在fcl以上频率上跟随Aol曲线
18、。图字上下、左右：Aol、SSBW小信号带宽；在fcl上Aol=0（dB）、无环路增益用于纠正误差、VOUT/VIN响应跟随Aol曲线；1/为运放交流小信号闭环增益、VOUT/VIN常常与1/不同。参考文献：1、Frederiksen，Thomas M.，“直观运放根底与应用，修订版，McGraw-Hill公司，纽约，1988年。2、Faulkenberry，Luces M.，“用于线性 IC应用的运放入门，第二版，John Wiley &Sons公司，纽约，1982 3、Tobey Graeme Huelsman，编辑，“Burr-Brown运放设计与应用，McGraw-Hill公司，纽约，1971年
