采用NCP1381设计大功率ACDC.docx
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采用NCP1381设计大功率ACDC
采用NCP1381设计大功率AC/DC适配器
NCP1381是一颗可提供制作大功率AC/DC适配器,并能提供多种特点的理想的开关控制器。
它有能力控制功率因数校正的前级,简化设计,它结合了多种功能将任何应用最佳化,达到当代电源的各种规范,包括可靠性,低待机功耗及高转换效率。
主要特色
●电流型控制,准谐振式工作,采用峰值电流型控制,将外控功率元件反压降到最低,且准谐振方式将幅射的EMI及电容损耗大幅度降低。
●过功率保护,采用Bulk电平的电流镜象,(正比于布朗输出分压器)它很容易建起电流检测信息的偏置(用插入一支电阻的方法)以提供有效的线路补偿的方法。
●频率箝制,控制器监视Ton及Toff总和,提供一个实际的频率箝制,此外Ton的最大区间安全地限制在45us,以应对峰值电流,如果达到最大的Ton限制,控制器即停止全部的脉冲,并自动进入跨越周期。
●消隐时间,为防止用强力的漏感尖刺虚假触发控制器,采用了一个3us的消隐时间放在Toff之后。
●给前端的PFC级送出待机信号,NCP1381包含一个内部低阻抗开关连接于10pin和11pin之间,信号由11pin给出,开始于低阻抗,它变成可能的连接PFC的Vcc到此端,并防止任何PWM控制与PFC控制器之间的接口电路复杂化。
在正常工作时,PIN11将PWM辅助源Vcc送至PFC电路,它直接由辅助源供电,当SMPS进入跨越式工作的低功耗水平时,控制器检测出并确认跨越工作加到监视ADJGTS端的信号激活,即打开Pin11,关掉前面的PFC级,当信号水平增加,SMPS又返回正常输出功率时,PIN11立即返回低阻抗状态,以短路条件供给PFC解禁,恢复正常工作。
●低起动电流要达到空载时的待机功耗,有很困难的条件,此时控制器需要将外部功耗电阻接到大Bulk电容,由于硅片加工工艺的进步,起动电流要保证少于15uA.以协助达到低待机功耗的要求水准。
●跨越周期能力,脉冲的连续并不与空载的待机功耗相容。
在一束脉冲强烈减少的限幅开关模式下,可能会整个丢失。
在可能情况下会给变压器带入噪声,由于跨越工作时仅有很低的峰值电流,不会有噪声在变压器中出现,这是因ONSEM1的软跨越技朮使之进一步强化,它强制峰值电流逐步地增加,此时,消弱的跨越值不会太大,接一支电阻到6pin将减少或增加跨越周期的电平,调节跨越电平,还调节了跨越出现之前的最大开关频率。
●软起动,电路提供软起动顺序,它排除了主功率开关从受应力到开始起动,这个软起动由IC内设置达到5ms。
●过压保护,采用检测功率开关打开后的曲线平稳段电平,控制器可以检测过压条件,通过辅助的输出电压反馈即可做到,如果检测到OVP,控制器停止全部脉冲并永久性停止在锁存状态,直到Vcc电压下降到4V以下。
●外锁存输入,采用监视5pin的方法,控制器在其检测到3.5V以上电平时亦即象OTP故障时,故障即被锁住,并需Vcc降到4V以下才复位,例如在用户未塞住SMPS时。
●布朗输出检测,采用监视2PIN电平(正常工作时)控制器保护开关源,以对抗主输入电压过低的状态,当2PIN电平降到240mV以下时,控制器停止输出脉冲,直到此电平再返回到500mV.。
为防止任何的不稳定,在布朗输出条件下,PFC部分不工作。
●短路保护,特别是过载保护,执行起来是比较困难的。
此时在辅助绕组与变压器功率绕组之间的较大的漏感,在NCP1381中,随时都有内部0.8V的最大峰值电流限制,一个错误标志维持到下一个周期开始,其由外部定时电容决定,如果电容上的电压达到4V即可。
(对于220nf电容为90ms之后)此时,错误的标志仍旧存在,控制器即停止脉冲并进入锁住相位状态,工作在低频跨越模式,随着故障尽快撤除SMPS恢复工作,锁住阶段还会再开始,只要Vcc降到Vccmin(10V)以下。
典型应用
上述特色使NCP1381很适合用于中,大功率的脱线适配器。
它的典型应用电路适于70W~200W的AC/DC,例如NOTEBOOK适配器。
工作电路见图1。
Pin1ADJ–GTS
此端提供一个窗口阈值可调的比较器,以便定出何时开启何时关断PFC部分电路,它首先要接到FB电压的接口,但任何信号都可用可接受整流的平均的DRV端的镜象,目的就是定下输出功率的水平,以便决定PFC部分是开启还是关断,为降低待机功耗必须如此。
还要考虑用一个简单的比较器,其有250mV固定基准,加到此端电压高于250mV时,GTS可以开启,低于250mv时,GTS信号为低电平。
此外,当比较器的输出高于内部电流源给出的5uA电流到此端,即允许给其加入一个失调信号,此失调信号消失,比较器即关断,仍以原阈值窗口运行。
设计步骤(考虑RHYST=0)
●选择输入信号水平,GTS必须能ON和OFF,即Von和Voff。
●找出输入电阻分压器比值,要根据ON的电平(内部5uA电流源关)。
●找出等效电阻,根据OFF电平(内部5uA电流源打开)
知晓了
继续有
如果使用FB的信号,一个附加考虑即Rup+Rlow必须大于20KΩ,为了不打挠FB,如果要得到更小的值,需重新计算,用不同的Von及Voff。
PIN2BO端
SMPS的设计给出输入电压的范围,当输入电压太低时,电源会从线路吸入更大的电流去驱动同样的输出功率,作为结果,功率组件会过热或者说SMPS会损坏。
另外即是当电网消弱其电压下降,此种情况,SPMS会进入更大电流,会导致电网崩溃。
一个最简单的解决方法即在同时令电源及电网停止SMPS控制器工作。
为此目的,pin2提供一个比较器,如果加到输入端的电压太低,要停止控制器工作,采用将输入电压的信息送到PIN2,就可以确保控制器工作在规定的输入电压以上。
控制器监视PIN2电压,当其太低时,控制器停止输出脉冲,并保持此状态直到PIN2电平再次超过500mv,260mv的窗口防止了输入电压波动带来的不稳定。
布朗输出保护不会被锁住,当输入电压低于目标值时,仅令控制器停止输出脉冲,当Vin返回到可以接受的范围时再工作。
监视哪一个电压。
●PFC级的输出电压。
●Vsin,PFC级的输入电压
图4,图5,分别给出两种技朮。
我们将强令VS1N的监视,以便保护PFC和SMPS级。
图6给出PFC工作时的Vsin,
我们清析看到两个时段:
●输入电压Vsin在PFC级关断时近似恒定电压,输入整流桥激活峰值检测,输入电压为AC的正弦幅度。
(4)
此处,Vac是线路的RMS电压,因此,加到BO端的电压为:
(5)
这是一个在PFC级关断的任意时间的任意值。
●输入电压Vsin在PFC级工作时是整流后的正弦波,如果Cbo1足够大以支撑AC的BO电压元件,Pin2电压为Vsin的平均值。
也即大约先前值64%。
同样的线路幅度引导着BO电压,它在PFC工作时比关断时低于PIN2电平的36%,这就是为什么NCP1381要选48%的窗口,(Vbolow=0.48Vbohi)当PFC级开始工作时,输入电压等于AC线路的峰值。
这就是为何布朗输出比较器的初始阈值为其上端(VBO=VBOhigh=500mV.此时NCP1381开始起动)。
设计步骤
RBO1及RBO2可以按下面步骤计算。
1.定下由RBO1及RBO2流过的电流,要待机需要允许,例如选为50uA.。
在VBO达到500mv时的VBOhigh高端阈值时。
2.决定RBO2
(7)
3.计算RBO1
(8)
此处,Vachigh为AC线路RMS电压,如果定为85Vac为保护点,则
在电源停止工作时(Vaclow)取决于电容CBO1.
如果CBO1是无限的,它在满输入电压部分的AC组件,为被监视的,因此VBO正比于整流的AC线路电压的平均值。
(9)
我们可以推出:
平均下来若VAChigh=85V,VACLow=64V.
如果Vaclow太低,减少CBO1将增加纹波注入到BO端,结果会减小窗口阈值,使用一个简单的模仿电路(图7)重复给出合适的值给CBO1及希望的Vaclow,模仿结果如图8,给出VBO纹波作为CBO1的函数,此处
对这个研究的轻度,CBO1=470uf,是对Vaclow=80V所必须的。
没有仿真工具,在执行一个大容量CBO1组成的程序,减少之直到Vaclow达到所希望的值。
总结
●选择RBO2在10KΩ的范围内(为限制漏电流在50uA)
●计算
(11)
●执行CBO1令RBO2*CBO1在20ms范围内,然后测量Vaclow并调节CBO1到Vaclow有右边的数值,了解减小CBO1及增大Vaclow的关系。
我们随后会看到,过功率保护取决于VBO电压,令其有一准确的保护。
VBO正比于SMPS的输入电压,亦即Vbulk,但是一旦PFC部分起动,Vbulk不是任意高于主电压了,它意味着如果Vsin低于下限的Vaclow时,PFC级将仍试图保持Vbulk的水平,布朗输出保护就无效了。
所以要连接VBO到Vsin,甚至过功率保护可以不太准确,解决方案就是改善该保护可用跟随升压型的PFC,其输出随输入升高。
PIN3DMG端。
为执行低谷开关式工作,NCP1381监视辅助绕组,它给出了开关功率MOSFET漏级上的电压的镜象,在DMG端过OV每时每刻减少的电压,内部比较器给出一个时钟信号,在内部锁住,并送出栅驱动信号给外部功率MOSFET,(图10)
加到DMG端的信号必须低于3.7V,此为了不激活过压保护,且流入负箝制二极管的电流必须保持在3mA以下,内部电路在图11中描述。
设计步骤
●已知在辅助绕组上出现的高电平电压Vplateau.计算Rdmg放入计算内部30KΩ拉下电阻。
(12)
定义在ESD箝制二极管被激活时流入Rdmg的电流,(在Toff时+10V,在Ton时-0.7V),在规范之内,(+/-3mA),如果不是,则选择Rdmg根据此最大电流,然后加上一个外接电阻在DMG与地之间以确保在正常工作条件下Vdmg<3.7V。
●增加一支电容Cdmg在DMG端与GND之间,可延长从开启达到最低漏极电压的延迟时间,首先近似的Cdmg,由测得的振荡周期(展现于去磁的漏极上的振荡)组成,或用下式估算。
(13)
零跨越和谷底之间的延迟时间Tdelay是此周期的1/4,再减掉200ns,为固有的控制器的比例延迟。
(14)
最后选择Cdmg,Rdmg*Cdmg在Tdelay范围内,调节之直到开关的谷底被校正过来。
PIN4T1MER端
接到此端一支电容来设置故障定时器的区间,也就是控制器进入保护模式之后检测过载条件的延迟,它的主要目的是容许冷起动并防止任何故障触动噪声环境中的保护,这段时间还用于防止PFC在跨越模式工作瞬间激活时被关掉。
它建起大约内部10uA电流源,给外接电容充电直到4V的比较器目标电压.(见图12)
设计步骤
一旦Vcc电容设立了电压,它就给出了最小的Tfault的间隔时间,此时间内控制器必须在起初期间以过载条件将功率送出。
Ctimer按下式估算:
换句话说,如果Tfault必须要80ms,那么Ctimer要大于200nf。
P1N5,SK1P/OVP
该端子执行两个功能,它容许设置FB端电平,此时控制开始进入跨越式工作(为低空载工耗)在此同时,提供一个比较器去停止控制器或用外部条件锁住控制器(见图13)。
设计步骤
●根据故障,跨越电平设置在800mv(通过25KΩ电阻32uA电流),相应到最大的FB电压的25%(见FB端子)加一支外接电阻到GND,允许降低跨越电平,当加一支电阻从REF端到SK1P/OVP端即可增加此端电平。
●此端要有相当高的阻抗,必须加一支滤波电容,其容值取决于环境噪声总量,从100nf到1uf已足够用。
●为执行锁住功能,最好的方法是驱动REF信号到SKIP/OVP。
可通过光耦或一个简单的双极晶体管,如图14所示。
P1N6,FB端
FB端上的电压分成四份与CS端电压比较精心制成Ton间隔,(NCP1381为电流型控制),它还服务于电流检测比较器(见图15)为简化连接光耦的线路,内部一支10KΩ电阻提供给光电三极管,于是可直接在FB端与地端之间。
最大CS端电压Vcsmax为0.8V,相应的FB端最大电压为3.2V,当FB端电压高过3.2V时,内部标志Ip标记升起,且故障时间开始,如果Ip标记在T1MER端电压达到4V时仍旧维持,故障即被检出,控制器进入保护模式,驱动脉冲停止,Vcc电容放电以1.4mA恒流放掉。
放到7V,然后一个新的起动相位开始,进入低频跨越型,如果过载状态仍旧存在的话,当故障条件去掉后,在下次起动后控制器回到正常状态。
(见图16),如果电阻负载接到FB端,(为产生ADJ,GTS信号)为了使FB端上的电压在过载时大于3.2V,它必须大于20KΩ。
PIN7CS端
此端执行两个性质不同的功能,初级峰值电流读取和过功率保护的补偿。
峰值电流读取
这是传统的通过读取流过检测电阻上的电压,电阻接在功率MOS源极到地,内部最大检测电平为0.8V,所以Rsense按下式计算:
用Ipkmax最大峰值初级电流,在最低输入电压及最大输出负载之下,一个前沿消隐要防止任何尖剌在第一个Ton后的350ns中出现,防止虚假的触发电流检测比较器,这个LEB通常足够了,但若为一些目的增加一个滤波器还是必须的,加一个RC滤波器也是可能的。
过功率补偿
在准谐振工作状态,导通时电流的上升斜率是(Vin/Lp),在关断时也是(N×Vout)÷(Lp).于是对给定的峰值电流Ipk,Ton在高的Vin时更短,而Toff是恒定的,所以开关频率Fsw在高Vin之下是较高的。
(见图17)
知道下面公式
(17)
对给定的Ipk这是很清楚的,Pout在高Vin时高于低Vin时,所以对恒定的输出功率,峰值电流总是在高Vin时比低Vin时低。
由于过载检测系基于峰值电流检测,如果过功率保护就需要在CS端上的电压,但在高Vin及低Vin时Poutmax必须相同,解决方案由加一个补偿失调的方法组成,此失调正比于Vin也正比于检测电阻的检测电压,NCP1381提供尽可能容易的建立一个失调,它用激活内部的正比于VBO的电流源的方法,此电流流出CS端以建起此正比于VBO的失调偏置,通过检测电阻达到补偿不同电压下过功率保护的目的。
设计步骤
●估计峰值电流Ipk在低Vin及最大输出功率时允许的值,不管磁芯复位及实际低谷值电压之间的延迟,用下式计算:
这样计算的Ipxmaxlv及Ipkmaxhv相应的最高最低Vin电压之下。
●在此情况之下无失调加入,有
如果加入失调,即是:
如我们所知,对给定的Vin,VBO是多少呢?
按下式:
一些线路匹配后实际给出:
最后计算Rsense,采用下式:
(19)
P1N8:
GND
控制IC的公共端
P1N9:
DRV端
可提供+500mA及/-800mA的输出驱动能力,可驱动大QG的功率MOSFET,而不必加上外接元件。
P1N10:
Vcc端
控制IC的供电端子,它必须通过一支电阻接到Vbulk电容电压上用于起动,然后由辅助线圈电压正常供电。
设计步骤
●计算Vcc电容,它必须能供给控制器在起动期间辅助绕组供电之前有足够的储能,起动电压为Vcc15V,最小工作电压为Vcc10V,最高电压为20V,电流可估算,此电流供给IC工作以及MOSFET驱动,驱电流为:
(20)
简化计算,平均频率按60KHz,在输出稳压前Treg,Vcc电容必须给出Icc1+IDRV,且此期间电压下降不能超过5V。
●
●计算起动电阻,Rstart,先估计所需起动时间Tstart.
(22)
在最低Vin要Vcc达到Vccon.
(23)
●起动电阻的功耗计算,在最高Vin之下。
(24)
这个结果值要大于空载待机时整个电源的功耗,为了减小此功耗,有几个可能,例如,允许较长的起动时间,允许较高的大功率输出早期达到调整率,增加辅助电压源的Vcc等。
太大的Vcc电容会加大起动时间,或太高的待机功耗,但是有时需保持NCP1381的无载条件的供电。
此时,功率由辅助源供给的能量很小,在此情况,就可以有一个独立的槽路电容,以便区分开Vcc的电容,如图20所示。
PIN11,GTS端
Vcc加到GTS端通过内部的低阻开关,它去接到前端的PFC控制器的供电端。
PIN12,REF端
一个5V/10mA的基准源国,从REF给出,要加一支滤波电容在此端,从100uf到1uf,取决于外负载及噪声大小。
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