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工程科技朱芳勇开关电源
开关电源期末论文
论文题目:
单端正激开关电源设计
学院名称:
______电子与信息工程学院
专业:
___电气工程及其自动化09-1班__
学生姓名:
朱芳勇学号:
09401170108
指导教师:
孔中华
起讫时间:
2012年6月1日至2012年6月18
3单端正激开关电源总体设计方案…………………………………………………………………….4
3.1单端变压器的原理……………………………………………………………………………...5
3.2buck的工作原理…………………………………………………………………………………6
3.3buck参数变化……………………………………………………………………………………7
3.5变压器磁芯选用原则…………………………………………………………………………12
3.6变压器磁芯的选择……………………………………………………………………………14
3,7变压器设计……………………………………………………………………………………15
3.7.1一级变压器的工作原理………………………………………………………………17
3.7.2开关频率=200khz时变压器的设计…………………………………………………..18
3.8输出滤波设计…………………………………………………………………………………19
1绪论
1.1前言
电源技术是实用性极强的技术,服务于各行各业、各个领域的各式各样的负载,它们的性能特点以及采用的技术方法千差万别,因此,研究电源技术具有丰富的内涵和外延。
是我国科学技术发展必不可少的重要组成部分。
上世纪八十年代,由于线性电源在成本和价格上比开关占有绝对优势,国内高频开关电源只在个人计算机、电视机等若干类设备上得到应用。
之后,由于开关电源在重量、体积、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少,而且对整机多项指标有良好影响,因此它的应用得到广泛推广。
近年来许多领域,例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多应用开关电源,取得了显著效益。
究其原因,是新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件(五新)不断地出现并应用到开关电源的缘故
正激式开关电源变换器在中小功率隔离降压型DC/DC电源模块中有着广泛的应用。
其主变压器只是作为传递能量和电压变换的作用,启动电流、输出纹波和所需要的滤波电容均较小。
在开关转换过程中不存储能量,少量的剩余能量,可以通过简单的复位电路设计,就可以保证其在大动态重负载下不会磁饱和,电路工作稳定。
由于其磁芯不需要开气隙,因而漏感较小,具有小的电压尖峰。
另外,其峰值电流也较小,传输能量大,相同的传输功率所需要的磁芯较小,易于集成。
1.2国内外电源技术发展概况
电力电子技术与装置的市场需求与日俱增,其中电源是电力电子技术的主要应用领域之一。
随着微电子制造技术的进步,计算机、通信设备、家用电器得到飞速发展,这些设备内部往往需要采用直流稳压电源供电。
很多关键的设备还需要不间断电源,以确保市电停电时设备仍能工作。
近年来,随着电力电子技术的迅猛发展,新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件不断的出现并应用到开关电源,使开关电源达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高。
因此,许多领域,例如邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多的应用开关电源,并取得了显著效益。
随着芯片集成度的不断提高,电子设备内功能部件的体积不断减小,因而要求设备内部电源的体积和重量不断减小。
提高开关频率是减小开关电源体积和重量的基本措施,因为变压器和电感电容等滤波元件的体积和重量随频率的提高而减小。
高频化、小型化、模块化和智能化是直流开关电源的发展方向。
高频化是小型化和模块化的基础,目前开关频率为数百kHZ至数MHz的开关电源已有使用。
功率重量比或功率体积比是表征电源小型化的重要指标,50w/in的开关电源早已上市,目前己向120W/in发展。
模块化与小型化分不开,同时模块化可提高电源的可靠性,简化生产与使用。
模块电源的并联串联和级联既便于用户使用,也便于生产。
智能化是便于使用和维修的基础,无人值守的电源机房、航空和航天器电源系统等都要求高度智能化,以实现正常、故障应急和危急情况下对电源的自动管理。
现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载需求。
一个特定用途的电源装置,应当具有符合负载要求的性能参数和外特性,这是基本的要求。
安全可靠是必须加以保证的。
高效率、高功率因数、低噪音是普遍关注的品质。
无电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标是全球范围的热门话题,并有相关的国际和国家标准规范进行约束。
电源技术发展到今天,己融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华,已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。
1.3选题背景
随着电子技术的高速发展,电子系统的应用领域越来越广泛,电子设备的种类也越来越多,电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。
任何电子设备都离不开可靠的电源,它们对电源的要求也越来越高。
传统的线性稳压电源具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点,但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。
由于调整管工作在线性放大状态,为了保证输出电压稳定,其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差,导致调整管的功耗较大,电源效率很低,一般只有45%左右。
另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的需要。
开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源,通过控制开关的占空比来调整输出电压。
它以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源形式。
主要作为高功率脉冲电源的初级电源和大型军用设备的电源系统,也可以应用于大电流快速充放电系统和电子、通信、航天、医疗等各个领域,其中,几十~几百千瓦的大、高功率开关电源主要应用于现代化工业、国防事业和大型科研项目中,具有非常广泛的应用前景。
中国科学院电工所最近研制成功的“50kW/40kHz高压稳压电源”代表着国内高频大功率开关电源的先进技术水平。
“200kW开关电源”的研究,标志着我国的高功率脉冲电源技术翻开了历史性的一页。
目前,国外的高功率开关电源研制技术较为成熟,并主要应用于工业和军事上。
在粒子加速器、电磁发射、电磁推进、微波武器等脉冲功率技术应用的领域中,电源设备的平均功率通常在几百千瓦甚至几兆瓦以上,体积和重量只有国内的几十分之一,而且自动化程度非常高。
近年来,国内的小功率开关电源技术已日趋成熟,基本能够满足工业生产和军事发展的需要。
新型的高功率开关电源(平均功率200kW)具有体积小、重量轻、效率高、稳压范围宽等优势,而且具有先进的自动控制技术。
近年来,在高压大功率的应用场合,开关电源作为一种高效好型、高性能的电源己广泛用于家用电器、电子计算机、变频器等电子设备中。
采用开关电源后,可以使相关装置体积小、重量轻、功耗低、稳压范围宽,大大地改善了装置的控制可靠性及保护性能。
2期末报告的具体要求
1.输入电压AC220V(±10电压波动),频率50Hz。
2.输出电压10V(9.5V~10.5V),输出电流40A(36~44A),开关频率200KHz
3.主电路可以自己选择单端正激拓扑结构。
4.要求计算出选用管子的参数及变压器和滤波电感电容的设计。
3单端正激开关电源总体设计方案
图3.1所示是开关电源电路的典型结构,它主要由整流滤波电路、DC/DC变换电路、开关占空比控制电路以及取样比较电路等模块构成。
前级整流滤波电路用来消除来自电网的干扰,同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散,并将电网输入电压进行整流滤波,为变换器提供直流电压。
变换器是开关电源的关键部分,它把直流电压变换成高频交流电压,并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。
输出整流滤波电路将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压,同时还防止高频噪声对负载的干扰。
取样电路和开关占空比控制电路通过检测输出直流电压,并将其与基准电压比较,进行放大,调制振荡器的脉冲宽度,从而控制变换器以保持输出电压的稳定。
图3.1开关电源典型结构
开关电源的基本工作原理:
输入交流电(市电)首先经过整流滤波电路形成直流VS,该直流电V。
再经过通、断状态。
如图3.2(a)所示波形V。
控制的电子开关电路后,变换成脉冲状态交流电V0',V0'再经电感、电容等储能元件构成的整流滤波电路平滑后,输出直流电V0(图3.2(c))。
显然,输出直流V0的大小取决于脉冲状交流电V0'的有效值大小(成正比),而V0'的有效值又与开关的导通占空比D=TON/T(其中T=TON+TOFF)成正比。
此外,通过取样比较电路中的取样电阻R1和R2对输出电压V0取样,并使之与基准电压VREF进行比较,若取样电压高于VREF,则比较电路输出Ve减小,取样控制占空比控制电路,使TON/T下降,从而使V0下降;若取样电压低于VREF,则比较电路输出Ve增加,使TON/T增加,从而使V0增加,这样就可以使开关电源的输出电压V0稳定在一个恒定值上。
图2.2开关电源工作波形
图3.2开关电源波形图
3.1单端正激变压器原理
单端正激变压器的原理图如图3.3所示。
图3.3单端正激式变换器原理图
单端正激变压器又称"buck"转换器。
因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。
正激式变压器的转换功率通常在50~500W之间。
输出电压Vo由匝比n、占空比D和输入电压Vi确定。
当PWM控制器输出正脉冲,功率开关导通,变压器的初级绕组通过电流,此电流由两部分组成,一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流,另一部分足与输出电流等效的初级电流,他和初次级匝比成正比,和输出电流成正比。
储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉,以便使磁通复位。
N3为去磁绕组。
3.2buck工作原理
BUCK变换器又称降压变换器,它是一种对输入输出电压进行降压变换直流斩波器,即输出电压低于输入电压。
其基本结构如图3.4所示。
假定:
(l)开关晶体管、二极管均是理想元件,也就是可以快速地“导通”和“截止”,而且导通压降为零,截止时漏电流为零;
(2)电感、电容是理想元件,电感工作在线性区未饱和,寄生电阻为零,电容的等效串联电阻为零;
(3)输出电压中纹波电压与输出电压比值小到允许忽略。
图3.4Buck变换器电路
工作过程:
当主开关Tr导通,如图3.5所示,is=
流过电感线圈L,电流线性增加在负载R上流过电流Io,两端输出电压Vo,极性上正下负。
当is>i。
时,电容在充电状态。
这时二极管D承受反向电压而截止。
经时间D1Ts后,如图2.4所示主开关Tr截止,由于电感L中的磁场将改变L两端的电压极性,以保持其电流
不变。
负载两端电压仍是上正下负。
在
这时二极管D,承受正向偏压为电流红构成通路,故称D为续流二极管。 由于变换器输出电压Vo小于电源电压Vs,故称它为降压变换器。 其工作图如下图3.5和图2.4所示: 图3.5Tr导通图3.6Tr关断 在一般的电路中是期望BUCK电路工作在连续导通模式下的,在一个完整 的开关周期中,BUCK变换器的工作分为两段,其工作波形图为: 图3.7BUCK在连续模式下的工作波形图 3.3buck变换器的参数计算 在BUCK变换器电路中给定输入电压Vs的范围、输出电压Vo、功率P输出电流I。 、纹波电压的范围△Vo,开关频率fs,就可以推出电路中L、C的参数值和所需要开关管和二极管的耐压和耐流值,从而选定各自的型号。 从图3.7中的 波形图可知,在开关管Tr导通期间( 一 ),电感电流上升量为 (3.1) 在开关管关断期间,电感电流的下降量为 (3.2) 由于稳态时这两个电流变化量相等,即 所以由上述两式可得: (3.3) 由上式整理得 (3.4) (l)电感L的确定 在连续和不连续之间有个临界状态,此时 (3.5) 将3.2式代入3.5可得 (3.6) 将3.6式整理得 (3.7) 要保证电路工作在连续工作模式必须使L≧Lc,一般取1.2倍的裕量。 (2)电容C的确定 流经电容的电流 是( ),由于 对电容的充放电产生的纹波电压 ,如图3.4中 和 波形。 (3.8) 将3.2式代入3.8式得 (3.9) 开关管的峰值电流为 开关管的耐压值为 根据拟定技术指标: 输入电压AC220输出电压DC10V频率50Hz输出电流40A(36~44A)开关频率200KHz 有上述公式推到可得: Lc取7.2uH C取3.4mF 根据耐压值和余量开关管取IRFPS37N50A500V28A 二极管取RF2001T4S400V18A 峰值电流 取28A 3.4推挽式变换器 3.4.1主从输出推挽拓扑的原理 图3.8推挽脉宽调制变换器 推挽拓扑如图3.8所示,它主要由带多个次级绕组的变压器构成,每个次级绕组都提供一组相差180°的方波脉冲,脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。 而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。 在推挽式变换器中使用两个幅值相等、脉宽可调、相差180°的脉冲驱动Q1和Q2基极外,它的控制电路和其他电路原理一样。 导通时段,开关管的基极驱动必须足够大,已使在整个电流范围内,都能够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降Vea,约为1V。 因此当每一个开关管导通时,都提供给对应初级半绕组幅值为(Vdc—1)的方波电压。 考虑到输出整流二极管的正向压降Vd,整流二极管阴极的输出是一个导通时间为Ton、幅值为[(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd]的平顶方波。 这里Vd是整流二极管的正向压降,对于传统的快速二极管其值为1V,对于肖特基二极管(通常用于Vm为5V的大电流输出场合)其值为0.5V。 因为每个半周期都有一个占空比为Ton的脉冲,所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为2Ton/T。 图3.5中,LC滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。 图3.5中LC滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出,同时滤除方波中的纹波。 电容和电感的功能分析和计算过程与buck调整器完全一样。 如图3.6所示输出Vm的直流或平均电压为 (3.10) Vm对应的主输出整流器波形如图3.6所示。 如果将Vm接入负反馈,如图3.5所示,以控制导通时间Ton,则Vm将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出,使Vm保持不变。 尽管负载电流没有出现在式3.10中,但只要是负载电流改变导致的Vm变化,它都会被误差放大器所采样,然后通过控制导通时间Ton来纠正,使Vm保持不变。 只要L1不随负载电流减小进入不连续工作模式,导通时间Ton的变化就不大,其具体数值由式3.10根据不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T来确定。 从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。 其方波宽度与主输出相同,为由主输出Vm的反馈环确定的Ton。 因此从输出为 (3.11) (3.12) 3.4.2推挽式变换器存在的问题及解决方法 1.最小电流的限制 当有从输出时,直到主输出电流降到额定值得1/10,则直到主输出电流降到最小值,根据式3.7计算出电感不都会进入不连续工作模式。 在此范围内,从输出电压值将保持在±5%的范围内。 当主电感进入不连续状态时(电感电流低于最小电流值),Ton明显下降,从输出电压也随之明显下降。 不过,反馈环仍能保持主输出电压恒定。 同样,从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。 如果他们的最小电流值选为额定值的1/10,则可以根据3.7式计算从输出电感。 2磁通不平衡 如图3.6铁芯材料的磁滞回线 图3.6典型铁氧体磁心材料(Ferroxcube3C8)的磁滞回线。 如果要磁通曲线保持在线性范围内,则在频率达到30kHz时,磁通变化范围须限制在±2000G之间。 频率为100~300kHz时,由于磁心高频损耗的原因,磁通变化范围的峰值必须减至±1200G或±800G以下。 正常工作时,磁芯的磁通变化范围位于上图所示的B1和B2之间。 工作在磁滞回线±2000G以内的线性部分是合理的。 当Q1导通时,如图3.5所示,Np1的异名端为正,磁心沿磁滞回线上升即从B1向B2移动。 其上升的实际值与Np1两端电压和Q1导通时间的乘积成比例。 当Q1关断Q2导通时,Np1的同名端为正,磁心沿磁滞回线从B2往B1下降,其下降的实际值与Np2两端电压和Q2的导通时间成比例。 如果Q1导通时Np1施加的伏秒数与Q2导通时Np2施加的伏秒数相等,则一个周期后,磁心会从B1上升至B2,正好又返回到B1。 但只要伏秒数稍有不等,磁心就不能回到起点,并且若干周期后,磁心将偏离磁滞回线,进入饱和区。 饱和区的磁心不能承受电压,当相应的开关管再次导通时,开关管将承受很大的电压和电流,导致开关管损坏。 使导通时的置位伏秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。 即使Q1和Q2的基极电压宽度相同,其集电极电压宽度也可能不完全相等。 对于通常的集成电路控制芯片,其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。 如果Q1、Q2是双极型晶体管,则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。 存储时间为0.3~6pts。 存储时间也受温度的影响,随温度上升而显著增加。 即使Q1、Q2在相同温度下的存储时间恰好相同,如果Q1、Q2在散热器上相距较远,以致工作温度不同,其存储时间也可能相差很大。 另外,如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个,就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。 如果磁心磁通达到磁滞回线(如图3.6所示)的弯曲部分,则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大,并且在该半周期,磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。 于是流过较大电流的开关管会变得较热,使它的存储时间延长。 随着该开关管存储时间的延长,这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加,流过的电流也会增加,该管的存储时间进一步延长。 这样,失控状态将很快出现,磁心饱和,开关管损坏。 如果Ql、Q2是MOSFET管,则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。 首先,MOSFET管没有存储时间,两组栅极信号脉宽相等,两个开关管导通时间相等。 更重要的是,由于MOSFET管的导通压降随温度升高而增加,所以上述失控情况不会发生。 相反地,MOSFET管导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用,它有助于纠正磁通不平衡问题。 设伏秒数开始不平衡,则伏秒数较大的半周期内,由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分,流过对应开关管的电流就较大。 有较大电流的开关管,管温增加,导通压降也增大,但这将使对应初级半绕组上的电压降低。 从而降低该半周期的伏秒数,使流过该开关管的电流减小,恢复正常。 综上所诉,可以从平衡伏秒数出发用以下几个方法减小磁通不平。 1.增加初级绕组的电阻 2.匹配功率开关管 3.磁心加气隙 4.使用mosfet功率开关管 5.使用电流模式拓扑 由于综合考虑到技术、成本、实现的难易,本设计将采用使用mosfet功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。 3.5.变压器磁芯的选用原则 开关电源中的变压器从性能价格比考虑,MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。 应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性: 高饱和磁通密度或高的振幅磁导率,在工作频率范围有低的磁芯总损耗,较低的温度系数,较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成,即: 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积,并与频率成正比关系。 即: 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯,降低磁滞损耗是最重要的,为降低损耗,即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。 要达到此目的,须从两方面着手,一是从配方成分方面,尽量使磁晶各项异性常数k→0,磁滞伸缩常数→0;二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。 3.6变压器磁芯的选择 目前,高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。 这些材料中,坡莫合金价格最高,从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。 非晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高,但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内,它们呈现的铁损最高,因此,受到高功率密度和高效率的制约,它们也不宜采用。 虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些,饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低,但铁氧体材料价格便宜,可以做成多种几何形状的铁芯。 对于大功率、低漏磁变压器设计,用E-E型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的,而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。 所以,综合来考虑,变换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料,E-E型。 3.6.2.工作磁感应强度的确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中的一个重要指标,它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。 若工作磁感应强度选择太低,则变压器体积重量增加,匝数增加,分布参数性能恶化;若工作磁感应强度选择过高,则变压器温升高,磁芯容易饱和,工作状态不稳定。 一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些,对于铁氧体材料,工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。 设计中,根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素,把工作磁感应强度定在0.2T。 3.6.3.变压器的计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率,其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。 变换器输出电路为全波整流,因此 (3.13) 式中: Pt为变压器的计算功率,单位为W 变压器的查手册预订效率为0.85 Po为变压器的输出功率,单位为W 4.磁芯设计输出能力的确定 磁芯材料确定后,磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。 其磁芯面积为 (3.14) 或 式中: Ap为磁芯截面积乘积,单位为cm4; Ac为磁芯截面积,单位为cm2; Am为磁芯窗口截面积,单位为cm2; Bm为磁芯工作磁感应强度,单位为T; Kw为窗口占空系数取0.2; Kj为电流密度系数(温升为50℃时,E形磁芯取534)。 3.7变压器设计 3.7.1变压器工作原理 变压器是一种利用互感祸合的电感器件。 它由磁芯和绕组组成,磁芯起导磁作用,并使变压器的电性能和经济指标大大变好。 接输入端的是初级绕组,起激磁和从输入端获取电能的作用,并通过它将输入电能转换为磁场能。 接输出端的是次级绕组,它将磁场能转换为电能供给负载。 变压器的工作原理,可概括为空载、负载两种工作状态的三个物理过程。 如图3.1所示: 当开关K在断开位置时,匝数为N。 的初级绕组,接通交流电源V。 后,变压器处在空载状态。 此时,第一个物理过程是: 初级绕组产生激磁电流I。 ,磁势E0=N0×I0,其产生磁场 (3-1) (3-2) 式中,Bm为磁感应强度,Φm为磁通量,Le。 为磁芯有效长度,Ae为磁芯有效截面积,I1为
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