通信原理实验指导书完整.docx
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通信原理实验指导书完整.docx
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通信原理实验指导书完整
实验一:
抽样定理实验
一、实验目的
1、熟悉TKCS—AS型通信系统原理实验装置;
2、熟悉用示波器观察信号波形、测量频率与幅度;
3、验证抽样定理;
二、实验预习要求
1、复习《通信系统原理》中有关抽样定理的内容;
2、阅读本实验的内容,熟悉实验的步骤;
三、实验原理和电路说明
1、概述
在通信技术中为了获取最大的经济效益,就必须充分利用信道的传输能力,扩大通信容量。
因此,采取多路化制式是极为重要的通信手段。
最常用的多路复用体制是频分多路复用(FDM)通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。
频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制,把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上,在同一信道上传输。
而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样,把抽样后的脉冲信号按时序排列起来,在同一信道中传输。
利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”,抽样后的信号称为脉冲调幅(PAM)信号。
在满足抽样定理的条件下,抽样信号保留了原信号的全部信息。
并且,从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。
抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。
数字通信系统是以此定理作为理论基础的。
在工作设备中,抽样过程是模拟信号数字化的第一步。
抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。
作为例子,图1-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。
从图中可以看出要实现对语音的PCM编码,首先就要对语音信号进行抽样,然后才能进行量化和编码。
因此,抽样过程是语音信号数字化的重要环节,也是一切模拟信号数字化的重要环节。
图1-1单路PCM系统示意图
为了让实验者形象地观察抽样过程,加深对抽样定理的理解,本实验提供了一种典型的抽样电路。
除此,本实验还模拟了两路PAM通信系统,从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。
2、抽样定理
抽样定理指出,一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fH(即m(t)的频谱中没有fH以上的分量),可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。
因此,对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t),可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。
抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图1-2和图1-3所示。
由频谱可知,用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t),这就说明了抽样定理的正确性。
实际上,考虑到低通滤波器特性不可能理想,对最高频率为3400Hz的语音信号,通常采用8KHz抽样频率,这样可以留出1200Hz的防卫带,见图1-4。
如果fs<2fH,就会出现频谱混迭的现象,如图1-5所示。
在验证抽样定理的实验中,我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号,采用标准抽样频率fs=8KHz,改变音频信号的频率fH,分别观察不同频率时,抽样序列和低通滤波器的输出信号,体会抽样定理的正确性。
图1-2语音信号的频谱图1-3语音信号的抽样频谱和抽样信号的频谱
图1-4留出防卫带的语音信号的抽样频谱图1-5fs<2fH时语音信号的抽样频谱
验证抽样定理的实验方框如图1-6所示。
在实验中,连接(TP8)和(TP14),就构成了抽样定理实验电路。
图1-6抽样定理实验框图
抽样电路采用场效应晶体管开关电路。
抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。
T1为结型场效应晶体管,T2为驱动三极管。
当抽样脉冲没来时,驱动三极管处于截止状态,-5V电压加在场效应晶体管栅极G,只要G极电位负于源极S的电位,并且|UGS|>|UP|,则场效应晶体管处于夹断状态,输出信号为“0”。
抽样脉冲来时,驱动三极管导通,发射极+5V电压加到驱动二极管,使之反向偏置。
从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。
使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值,并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。
这样,抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。
由于抽样电路的负载是一个电阻,因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。
此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例,脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。
这样,脉冲信号就是脉冲调幅信号。
当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时,电路输出的结果接近于理想抽样序列。
由图l—6可知,用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。
为便于观察,解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成,低通滤波器的截止频率为3400Hz。
四、实验仪器
双踪同步示波器
五、实验内容与步骤
(一)、准备工作
1、观察本实验电路部分及所需直流电压;
2、打开交流电源总开关,用短线接上直流电压;
(一)、抽样脉冲和分路脉冲的形成
用示波器观察各脉冲信号,记录信号的波形、频率、幅度及脉冲宽度;
1、了解TKCS-AS型通信系统原理实验装置的结构;
2、用示波器观察主振脉冲(TP1)信号;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
主振脉冲(TP1)
3、用示波器观察分路抽样脉冲(TP2)和(TP3)信号;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
分路抽样脉冲(TP2)和(TP3)
4、用示波器观察分路抽样脉冲(TP2′)和(TP3′)信号;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
分路抽样脉冲(TP2)和(TP3)
5、比较(TP2)—(TP2′)、(TP3)—(TP3′)的相位;
比较结果:
(二)、验证抽样定理
1、打开低频函数发生器电源,用示波器观察输出端,调节频率和幅度电位器,输出正弦波f=1KHz、Vp-p=2V;
2、正弦波信号从信号输入端(TP4)输入;
3、连接(TP2)—(TP6);
4、以(TP4)作比较信号,观察抽样后形成的PAM信号(TP8),调整示波器触发同步,使波形在示波器上稳定,计算一个周期内的抽样次数,核对信号频率与抽样频率的关系;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
抽样后形成的PAM信号(TP8)
5、改变信号频率f;计算一个周期内的抽样次数,填入下表:
f(Hz)
300
500
1000
2000
3000
5000
抽样次数
6、连接(TP2)—(TP6);(TP8)—(TP14)在(TP15)观察经低通滤波器和放大器的解调信号,测量其频率确定和输入信号的关系,验证抽样定理。
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
解调信号(TP15)
六、实验报告
1、整理实验数据,画出相应的曲线和波形。
2、抽样定理的内容和公式?
3、实验心得与体会。
实验二:
脉冲调幅(PAM)实验
一、实验目的
1、观察了解PAM信号的形成过程;
2、了解PAM的平顶展宽解调过程;
3、低通滤波器在解调中的作用;
二、实验预习要求
1、复习《通信系统原理》中有关PAM的内容;
2、复习模拟通信系统和基带传输的有关章节;
3、阅读本实验的内容,熟悉实验的步骤;
三、实验原理
1、多路脉冲调幅(PAM信号的形成和解调)
多路脉冲调幅的实验框图如图2—7所示。
在实验中,连接(TP8)和(TP11)、(TP13)和(TP14)就构成了多路脉冲调幅实验电路。
图2-7多路脉冲调幅实验框图
分路抽样电路的作用是:
将在时间上连续的语音信号经脉冲抽样形成时间上离散的脉冲调幅信号。
n路抽样脉冲在时间上是互不交叉、顺序排列的。
各路的抽样信号在多路汇接的公共负载上相加便形成合路的脉冲调幅信号。
本实验设置了两路分路抽样电路。
多路脉冲调幅信号进入接收端后,由分路选通脉冲分离成n路,亦即还原出单路PAM信号。
发送端分路抽样与接收端分路选通是一一对应的,这是依靠它们所使用的定时脉冲的对应关系决定的。
为简化实验系统,本实验的分路选通脉冲直接利用该路的分路抽样脉冲经适当延迟获得。
接收端的选通电路也采用结型场效应晶体管作为开关元件,但输出负载不是电阻而是电容。
采用这种类似于平顶抽样的电路是为了解决PAM解调信号的幅度问题。
由于时分多路的需要,分路脉冲的宽度τ是很窄的。
当占空比为τs/Ts的脉冲通过话路低通滤波器后,低通滤波器输出信号的幅度很小。
这样大的衰减带来的后果是严重的。
但是,在分路选通后加入保持电容,可使分路后的PAM信号展宽到100%的占空比,从而解决信号幅度衰减过大的问题。
但我们知道平顶抽样将引起固有的频率失真。
PAM信号在时间上是离散的,但在幅度上却是连续的。
而在PCM系统里,PAM信号只有在被量化和编码后才有传输的可能。
本实验仅提供一个PAM系统的简单模式。
2、多路脉冲调幅系统中的路际串话
路际串话是衡量多路系统的重要指标之一。
路际串话是指在同一时分多路系统中,某一路或某几路的通话信号串扰到其它话路上去,这样就产生了同一端机中的各路通话之间的串话。
串话分可懂串话和不可懂串话,前者造成失密或影响正常通话:
后者等于噪声干扰。
对路际串话必须设法防止。
一个实用的通话系统必须满足对路际串话规定的指标。
在一个理想的传输系统中,各路PAM信号应是严格地限制在本路时隙中的矩形脉冲。
但如果传输PAM信号的通道频带是有限的,则PAM信号就会出现“拖尾”的现象,当“拖尾”严重,以至侵入邻路隙时,就产生了路际串话。
在考虑通道频带高频端时,可将整个通道简化为图2-8所示的低通网络,它的上截止频率为:
f1=1/(2πR1C1)
图2-8通道的低通等效网络
为了分析方便,设第一路有幅度为V的PAM脉冲,而其它路没有。
当矩形脉冲通过图2-8(a)所示的低通网络,输出波形如图2-8(b)所示。
脉冲终了时,波形按R1C1时间常数指数下降。
这样,就有了第一路脉冲在第二路时隙上的残存电压——串话电压ΔU,这种由于信道的高频响应不够引起的路际串话就叫做高频串话。
当考虑通道频带的低频端时,可将通道简化为图2-9所示的高通网络。
它的下截止频率为:
f2=1/(2πR2C2)
由于R2C2>>τ所以当脉冲通过图2-9(a)所示的高通网络后,输出波
形如图2-9(b)所示。
长长的“拖尾”影响到相隔很远的时隙。
若计算某一话路上的串话电压,则需要计算前n路对这一路分别产生的串话电压,积累起来才是总的串话电压。
这种由于信道的低频响应不够而引起的路际串话就叫做低频串话。
解决低频串话是一项很困难的工作。
图2-9通道的高频等效电路
四、实验仪器
双踪同步示波器
五、实验内容与步骤
1、打开低频函数发生器电源,用示波器观察输出端,调节频率和幅度电位器,输出正弦波f=1KHz、Vp-p=2V;
2、正弦波信号从信号输入端(TP4)输入;
3、连接(TP2)—(TP6)、(TP8)—(TP11)、(TP13)—(TP14)、(TP3)—(TP12);
4、在(TP13)观察选通后的单路解调展宽信号,用示波器读出τ的宽度(单位为us);τ=(us);
单路解调展宽信号(TP13)
5、改变信号频率f,在(TP15)观察经低通滤波器放大后的音频信号,测量整个系统的频率特性
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
单路解调展宽信号(TP13)
测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表:
f(Hz)
300
500
1000
2000
3000
5000
TP15(Vp-p)
六、实验报告
1、整理实验数据,画出相应的曲线和波形;
2、回答:
PAM信号是怎样形成的?
3、实验心得与体会。
实验三:
脉冲编码调制(PCM)实验
一、实验目的
1、了解语音信号编译码的工作原理;
2、验证PCM编码原理;
3、初步了解PCM专用集成电路的工作原理和应用;
4、了解语音信号数字化技术的主要指标及测试方法;
二、实验预习要求
1、复习《通信系统原理》中有关编译码和PCM通信系统的内容;
2、阅读本实验的内容,熟悉实验的步骤;
三、实验原理
1、概述
图3-1PCM数字电话终端机的结构示意图
脉冲编码(PCM)技术已经在数字通信系统中得到了广泛的应用。
十多年来,由于超大规模集成技术的发展,PCM通信设备在缩小体积、减轻重量、降低功耗、简化调试以及方便维护等方面都有了显著的改进。
目前,数字电话终端机的关键部件,如编译码器(Codec)和话路滤波器等都实现了集成化。
本实验是以这些产品编排的PCM编译码系统实验,以期让实验者了解通信专用大规模集成电路在通信系统中应用的新技术。
PCM数字电话终端机的构成原理如图3-1所示。
实验只包括虚线框内的部分,故名PCM编译码实验。
2、实验原理和电路
PCM编译码系统由定时部分和PCM编译码器构成。
(一)、PCM编译码原理
为适应语音信号的动态范围,实用的PCM编译码必须是非线性的。
目前,国际上采用的均是折线近似的对数压扩特性。
CCITT。
的建议规定以13段折线近似的A律(A=87.56)和15段折线近似的μ律(μ=255)作为国际标准。
A律和u律的量化特性初始段如图3-2(a)和图3-2(b)所示。
图3-2量化特性
这种折线近似压扩特性的特点是:
各段落间量阶关系都是2的倍数,在段落内为均匀分层量化,即等间隔16个分层。
这些对于用数字电路实现非线性编码与译码是极为方便的。
(二)、PCM编译码器简介
本实验PCM编译码器采用了TP3067专用大规模集成电路,它是CMOS工艺制造的单片PCMA/μ律编译码器,并且片内带有输入输出话路滤波器。
TP3067的管脚如图3-3所示。
TP3067的管脚定义简述如下:
(1)VPO+接收功放的同向输出。
(2)GNDA模拟地。
所有信号以这个引脚为参考点。
(3)VPO-接收功放的反向输出。
(4)VPI将输入转换到接收功放。
(5)VFRO接收滤波器的模拟输出。
图3-3TP3067的管脚图
(6)VCC正电源引脚。
VCC:
+5V±5%
(7)FSR接收部分的8KHz帧同步时隙信号。
(8)DRPCM码流解码输入。
(9)BCLKR/CLKSET接收数据(DR)时钟,在固定速率工作模式下为2048K。
FSR的上升沿,可以从64KHz变化到2.048MHz。
逻辑输入可以交替地选择在同步模式下提供给主时钟的1.536MHz/l.554MHz或2.048MHz,BCLKX用于传输和接收。
(10)MCLKR/PDN接收主时钟。
1.544MHz或2.048MHz。
可以与MCLK同步,但最好是在最佳性能时与MCLKX同步。
在MCLKR持续低时,全部内部定时选择MCLKX。
在MCLKR持续高时,器件处于低功耗状态。
(11)MCLKX传输主时钟必须是1.536MHz,1.544MHz或2.048MHz可以与MCLKR同步。
(12)BCLKX传输数据(DX)位时钟,固定速率工作模式下为2048K可以从64KHz变化到2.048~MHz,但必须与MCLKX同步。
(13)DX编码数据输出,通过FSX使能。
(14)FSX发送部分的8KHz帧同步时隙信号,
(15)TSX编码时的消耗输出.
(16)ANLB控制输入的模拟回路。
操作时必须置逻辑“0”。
(17)GSX传输输入放大器的模拟输出,用于内部设置增益。
(18)VFXI-传输输入放大器的反向输入。
(19)VFXI+传输输入放大器的同向输入。
(20)VBB负电源引脚。
VBB=-5V±5%。
(三)、定时部分
TP3067编译码器所需的定时脉冲均由定时部分提供。
这里只需要主时钟2048KHz和帧定时8KHz信号。
为了简化实验内容,本实验系统的编译码部分公用一个定时源以确保发收时隙的同步。
在实际的PCM数字电话设备中,确有一个同步系统来保证发收同步的。
四、实验仪器
双踪同步示波器
五、实验内容与步骤
1、用示波器在(TP1)观察主振波形、在(TP2)、(TP3)和(TP4)观察波形,记录它们的频率和幅度;并比较(TP3)和(TP4)的相位,在同一坐标系中画出其波形;
(TP1)和(TP2)
2、打开低频函数发生器电源,用示波器观察输出端,调节频率和幅度电位器,输出正弦波f=1KHz、Vp-p=2V;
(TP3)和(TP4)
3、正弦波信号从信号输入端(TP5)输入;
4、观察(TP6)PCM编码输出的码流,画出其波形;
5、连接(TP6)—(TP7)观察经译码和接收低通滤波器恢复出的同相输出音频信号(TP8)和反相输出的音频信号(TP8′),记录各点的波形频率和幅度;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
PCM编码输出(TP6)
6、测试系统的频率特性:
改变信号频率f,在(TP8)观察经低通滤波器后的音频信号,测量整个系统的频率特性;
幅度:
V
周期:
s
频率:
Hz
译码输出(TP8)
7、测试系统的频率特性:
改变信号频率f,在(TP8)观察经低通滤波器后的音频信号,测量整个系统的频率特性,测试数据填入下表:
f(Hz)
300
500
1000
2000
3000
5000
TP8(Vp-p)
六、实验报告
1、整理实验数据,画出相应的曲线和波形;
2、PCM编译系统由那些部分构成?
各部分的作用是什么?
3、实验心得与体会。
实验四:
移相键控(PSK)实验
一、实验目的
1、了解M序列的性能,掌握其实现方法及其作用;
2、了解2PSK系统的组成验证,其调制解调原理;
3、学习集成电路压控振荡器在系统中的应用;
4、学习2PSK系统主要性能指标的测试方法;
二、实验预习要求
1、复习《通信系统原理》中有关PSK调制解调的内容;
2、阅读本实验的内容,熟悉实验的步骤;
3、了解有关技术指标的测量方法;
三、实验原理
(一)概述
数字通信系统的模型可以用图5-1表示,虚线框内的部分称为数字调制和解调部分,以完成数字基带信号到数字频带信号之间的变换。
图5-1数字通信系统模型
与模拟通信系统相比,数字调制和解调同样是通过某种方式,将基带信号的频谱由一个频率位置搬移到另一个频率位置上去。
不同的是,数字调制的基带信号不是模拟信号而是数字信号。
在大多数情况下,数字调制是利用数字信号的离散值去键控载波。
对载波的幅度、频率或相位进行键控,便可获得ASK、FSK、PSK等。
这三种数字调制方式在抗干扰噪声能力和信号频谱利用率等方面,以相干PSK的性能最好,目前已在中、高速传输数据时得到广泛应用。
近年来,在数字微波通信中进一步提高频谱利用率的课题已获得重要进展。
除2PSK外,已派生出多种调制形式,如四相移相键控(QPSK)、八相移相键控(8PSK)、正交部分响应(QPRS)、十六状态正交电幅(16QAM)以及64QAM、256QAM等,这些都是高效率的调制手段。
为了模拟实际数字调制系统,本实验的调制和解调基本上由数字电路构成。
数字电路具有变换速度快、解调测试方便等优点。
为了实验过程中观察方便,实验系统的载波选为5MHz。
(二)调制
2PSK系统的调制部分框图如图5-2所示,下面分几部分说明。
图5-22PSK调制部分框图
1、M序列发生器
实际的数字基带信号是随机的,为了实验和测试方便,一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。
按照本原多项式f(x)=X5+X3+1组成的五级线性移位寄存器,就可得到3l位码长的M序列。
码元定时与载波的关系可以是同步的,以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相应变化;也可以是异步的,因为实际的系统都是异步的,码元速率约为1Mbt/S。
2、相对移相和绝对移相
移相键控分为绝对移相和相对移相两种。
以未调载波的相位作为基准的相位调制叫做绝对移相。
以二进制调相为例,取码元为“1”时,调制后载波与未调载波同相;取码元为“0”时,调制后载波与未调载波反相;“1”和“0”时调制后载波相位差1800。
绝对移相的波形如图5-3所示。
图5-3绝对移相的波形示意图
在同步解调的PSK系统中,由于收端载波恢复存在相位含糊的问题,即恢复的载波可能与未调载波同相,也可能反相,以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置,发送为“1”码,解调后得到“0”码;发送为“0”码,解调后得到“1”码。
这是我们所不希望的,为了克服这种现象,人们提出了相对移相方式。
相对移相的调制规律是:
每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的,而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。
例如,当某一码元取“1”时,它的载波相位与前一码元的载波同相:
码元取“0”时,它的载波相位与前一码元的载波反相。
相对移相的波形如图5-4所示。
图5-4相对移相的波形示意图
一般情况下,相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现,将信码经过差分编码变换成新的码组——相对码,再利用相对码对载波进行绝对移相,使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。
设绝对码为{ai},相对码为{bi},则二相编码的逻辑关系为:
bi=ai-bi-1
(1)
差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。
调相电路可由模拟相乘器实现,也可由数字电路实现。
实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成。
当2脚和14脚同时为高电平时,7脚输出与3脚输入的0相载波相同;当2脚和14脚同时为低电平时,7脚输出与6脚输入的π相载波相同。
这样就完成了差分信码对载波的相位调制。
图5-5示出了一个数字序列的相对移相的过程。
对应于差分编码,在解调部分有差分译码。
差分译码的逻辑为:
ci=bi+bi-1
(1)
将
(1)式代入
(2)式,得
ci=ai-bi-1+bi-1
∵bi-1-bi-1=0
∴ci=ai+0=ai
这样,经差分译码后就恢复了原始的信码序列。
图5-5绝对码实现相对移相的过程
3、数字调相器的主要指标
在设计与调整一个数字调相器时,主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。
(1)调相误差
由于电路不理想,往往引进附加的相移,使调相器输出信号的载波相位取值为00及180+ΔΦ,我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差。
调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。
(2)寄生调幅
理想的二相相位调制器,当数码取“0”或“1”时,其输出信号的幅度应保持不变,即只有相位调制而没有附加幅度调制。
但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响,使得“0”码和“1”码的输出信号幅度不等。
设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom或Uim,则寄生调幅为:
m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)×100%(3)
(三)解调
2PSK系统的解调部分框图如图5-6所示。
图5-62PSK解调部分框图
1、同相正交环
绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控,因而在码元l、0等条件下都是抑制载波的,即在调制信号的频谱中不含载波频谱,这样就无法用窄带滤波器从调制信号中直接提取参考相位载波。
对PSK而言,只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制,就能产生与载波有一定关系的分量,恢复出同步解调所需要的参考相位载波,实现对抑制载波的跟踪。
从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环,如平方环、同相
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