交互式正激电路拓扑及其优点.docx
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交互式正激电路拓扑及其优点
交互式正激電路拓撲及其優點
新世紀不少公司都設計出了兩相交互式的正激電路的DC/DC變換器,它的優勢在於它可以充分地利用的輸入瀘波器及輸出瀘波器,減小輸入電流的紋波,減小輸出電流的紋波,同時使適應小功率的輸入瀘波擴大一倍的傳送功率的能力,減少了輸入輸出瀘波電容的RMS電流,這也就提高了電源的功率密度降低了成本。
Ucc28220/28221即是一款專門為此設計的控制IC,現在來介紹分析其應用,並給出一款設計范例。
Ucc28220/28221是採用BiCMOS工藝設計制造的一款IC,共有兩個獨立的控制通道,採用峰值電流式控制,以確保兩通道的均衡,共用一套振盪器,在同頻率下工作,但驅動脈沖的相位相差180℃,兩通道的最大占空比箝制可以到60%~90%.正常工作時控制在40~50%.Ucc28220的起動UVLO為10V,工作於12V的VDD之下.Ucc28221為13V起動8V關斷,其它特色還有可調內部斜率補償,它可以確保以相同斜率加到每一通道.起動可適於通訊系統直接設110V內部JFET起動電流源.(此技術僅UCC28221).
首先介紹IC各引腳功能.
VDD.IC的供電端子,內部有監視此電壓的UVLO電路,這一特性用於確保起動過程沒有誤操作,直到VDD電壓達到UVLO值。
此前為低功耗狀態,僅要大約150uA電流,同時,強制SS.CS1,CS2OUT1和OUT2為電平狀態。
當起動後如果VDD又降到8V以下,則IC重新回到低功耗狀態.
V1N.(僅UCC28221).該端子內有一高壓JFET用於起動.其漏極直接引出接外部高壓源,而其源極接到VDD,起動過程中,JFET給出12mA電流到VDD,給其旁路電容充電,當VDD達到13V時,IC起動,同時JFET關斷。
CS1及CS2此二個端子為電流檢測輸入,在此信號送達PWM比較器之前,內部為0.5V以下,斜率補償的斜波加到此端子。
線性工作范圍為0~1.5V,每次其各自輸出為低電平時,此端電平也被拉到地。
SLOPE.此端設置一個電流用於斜率補償的斜波,接一電阻到地設置這個電流,內部分成1/25後給內部10pf電容充電,在正常工作時,此端電壓約為2.5V.
SS.接一電容地設置軟起動時間,給IC作軟起動,從此端源出或漏入電流等於CHG端電阻設定的振盪器充電電流的三分之一或七分之一。
軟起動電容在UVLO及線路OV-UV時為低電平。
一旦OV或UV故障出現,軟起動電容放電保持低電平,故障期間,此電容不會快速放電,用此方式,控制器能快速地恢復。
此端還可用於使能/禁止的控制。
CHG.從此端接一電阻到地,設置給內部CT電容充電,以決定IC工作頻率,再用一電阻接到DISCH端用於設置頻率及最大佔空比,正常工作時,其電壓約2.5V.
DISCH.從此端接一電阻到地,設置內部C7的放電電流,再用一電阻接到CHG設置頻率及最大佔空比。
正常工作時電壓約2.5V.
OUT1及OUT2.這是與外部MOSFET驅動器接口的PWM輸出緩沖器,輸出驅動能力為33mA.輸出阻抗100Ω.電平在VREF到GND.
L1NEOV此端接內部比較器,用於監視線路電壓用於過壓保護電壓為1.26V。
L1NEUV,此端接內部比較器用於欠壓,典型值為1.26V.
L1NEHYST.此端控制L1NE的OV及L1NE的UV端,掌握兩者窗口閾值.
REF,基準電壓為3.3V,給兩輸出供電,也給IC內其它電路供電。
設置短路保護為改善噪聲免除推薦外部最少用0.1uf電容旁路到地。
IC電路介紹
該器件由幾個能更好地管理好兩個斜率補償的交互PWM的通道方框組成.電路在VDD8V~14V電壓供電下運行,UCC28221多一個JFET起動電路其它部分相同。
Ucc28220/28221是一款初級側控制電路,交互地控制兩個通道的功率變換,器件用於正激及反激拓撲均可,有從60%~90%的最大佔空比,增加輔助驅動即可實現有源箝位控制方式,也可以採用RCD箝位或諧振式復位的正激電路,為確保兩通道均衡整個變換器輸出電流,使用了電流型控制,用了內部斜率補償,它让用戶可設置超過50:
1范圍的能力,以確保寬范圍應用及小信號時的穩定。
線路過壓及欠壓的確定
在線路電壓超出工作范圍時,IC有三個端子處理開啟,關斷及軟起動,過壓點,欠壓點及窗口閾值可以用外部電阻來精確設置。
圖1及圖2展示出細節,由下面幾個公式表示出來:
V1=1.26×+1.26
V2=1.26×Rx=R411(R2+R3)
V4=1.26×
V3=V4-1.26×()
過壓,欠壓的窗口,可用V2-V1及V4-V3計算,R4設置窗口的總量.下面的數值即為所求出的各元件值.
由於在VDD的電容中要儲存所需能量,要足夠的電解電容,為了噪聲免除要並一支0.1uf電容旁路,在多數場合,對MOSFET的驅動器的偏置電壓也要接於VDD,因此從輸入電壓接一串聯電阻到此端用於起動(Ucc28220).
基準電壓
此端加一較大旁路電容,用於噪聲免除,推薦為0.1uf.
振盪器及最大佔空比設置
振盪器採用內部電容給兩個PWM通道產生時基,振盪頻率可從200KHz調到2MHz,佔空比范圍可從20%~80%.調節兩個PWM頻率為振盪器的1/2,死區時間亦是。
20%振盪器佔空比對應60%的最大佔空比輸出。
80%振盪器佔空比對應90%的最大佔空比輸出。
設計計算公式如下:
fosc=2fout
DMAX(osc)=1-2×[1-Dmax(out)]
RCHG=Kosc‧
RDVSCHG=Kosc‧
此處,Kosc=2×1010Ω/S.fout=芯片輸出的頻率
DMAX(out)=芯片輸出的最大佔空比限制
DMAX(osc)=芯片振盪器的最大佔空比輸出
Fosc=振盪器頻率
RcHG=外振盪器電阻設置充電電流用
RDISCHG=外振盪器電阻設置放電電流用
起動JFET部分
內部一支110VJFET放入可從36~75V通信電壓作輸入源,當VDD於13V時,JFET導通,作為電流源給VDD電容充電作偏置源。
此時,VDD達13V時,器件起動,輸出,同時JFET關斷,而當VDD減到10V以下,器件輸出終止。
見圖2,Ucc28220沒有此部分。
軟起動
SS端強制一電流輸出等於由RCHG設置電流的3/7,提供給SS上電容的斜波,此電流等於2.5V/RCHG,此斜波電壓超過CTRL端上的佔空比命令即允許啟動,在允許的初級側軟起動迅速完成即該允許二次產生電壓,並反饋,一旦軟啟動階段完成閉環即實現.ISS=3/7×2.5/RCHG.Iss即是SS端在軟起動時給出的電流.
電流檢測
電流檢測信號CS1及CS2的水平為0.5V,並有斜率補償的斜波也加到其上,電流檢測信號幅度在滿載時如下選擇,要非常的接近最大控制電壓,此為在短路時限制峰值輸出電流用.
輸出驅動
Vcc28220/28221要與MOSFET驅動器接口如Vcc27323/4等,不如此,則驅動能力很低,內阻約為100ohm幅度為VREF到GND.
斜率補償
VCC28220/28221的斜率補償電路工作在逐個周期的偏置狀態,兩通道有各自的斜率補償,用精密安排的相同方式以達到兩路均流的目的,而不影響斜率補償,對每個通道,內部電容用來復位使通道關閉,在PWM周期開始時,SLOP端的電流鏡像進入此電容.並開發出兩個獨立的斜波,在通道輸出從低到高時,兩個通道的斜波即開始,兩斜波是交替的,這些內部斜波加到電流檢測端子的電壓上,CS1及CS2形成到PWM比較器的輸入信號.
為確保穩定,斜率補償電路必須加到每個電流檢測信號的電感下斜率的1/5~1倍,這樣再加到PWM比較器的輸入.
用此模式決定斜率補償電阻的斜率.(例子.略).
再決定斜率補償電阻值Rseope,以提供所需的補償總量.典型應用如下,這是一個200W的DC/DC變換器.
下面給出採用Vcc28221的通迅DC/DC設計程序.
功率級設計
1.主功率變壓器匝數比(T3及T4)
第一步計算所需的變壓器匝比,由最大佔空比0.5,此為最低輸入電壓Vin(min)計算如下:
a=Np/Ns=DMAX×=1.4
2.輸出濾波電感
輸出濾波電感按最壞情況的紋波電流計算,此時為最小佔空比Din及最大輸出功率.Pout(max)(200W).輸出電容的紋波電流在交互式正激電路中Lout在最大紋波電流60%時計算,對於本設計,選擇3.2uH的薄型電感,為VISHAY公司IHLP5050D.
Dmin=a()
Lout=
3.選擇半導體功率元件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11.
在選擇功率元件MOS及肖特極二極管之前需求出各元件功耗.Psemi假設效率為85%,為實現設計目標,要預計一下元件功率,每個元件應小於總功率的1/6,按下式求出為5W.
Psemi=Pout·()=5W
4.功率MOSFET的選擇(Q1,Q2)
尋找合適的MOSFET以實現效率目標,需要計算和試驗.
下面公式將幫助你估計MOS的漏源電壓,即MOSON及OFF時的損耗,PGATE為驅動損耗,Pcoss為FET輸出電容帶來的損耗,綜全在一起,對本設計我們選擇VASHAY公司的SVM65N20-30,這是一支200V的功率MOS,按其參數計算出的損耗約6.8W.
VDSmax=(V1N(max)·)·π/2·1/a
IPEAK=
V1N(max)
2
Pswitoh=‧(IpeakQ1)‧(ton+top)‧fs
Pgate=QG‧Vgate‧fs
PRDS(on)=(Ipaek·)2×RDS(on)
Pcoss=1/2Coss×V1n(max)2‧fs
PQ1=PQ2=Pswitch+PRDS(on)+Pcoss+Pgate
5.輸出整流的選擇(D8,D9.D10,D11)
功耗預計給出的輸出部分為16.4W,下面幾個公式給出輸出整流器的的最大反向電壓.VD(max)二極管的功耗PD(max)二極管正向壓降為0.75V,按公式計算出為12.5W,蕭特基能承受的反壓為85V.
VD=.π/2.1/2
PD=
6.展示交互正激變換器的意義
兩組交互式正激變換器即兩個相差180℃的正激電路,兩個關鍵的意義即是減少輸入及輸出電容上的紋波電流,圖3所展示的輸入輸出電容的紋波電流波形系在50%佔空比時.
輸入電容CIN需要濾掉AC成分的變壓電流,輸入電壓電流(ICIN)是直流輸入電流IIN.
少於兩變換器電流(It1+It2).由於佔空比D約50%。
變換器負載的總電流接近DC輸入電流,輸入電容僅需要濾掉輸出電感折返回的電流及變壓器磁化電流.
輸出電容Cout需要濾去電感的交流電流,交流電流是直流負載電流減去兩電感的紋波電流(I1+I2)在50%佔空比時兩電感電流相位差180℃,兩只電感電流波形對稱,其總和剛好為DC,所以濾波電容可不用過濾電感的交變電流,從而可以少用電容,紋波電壓也明顯地減小.
輸入輸出電容的紋波電流會隨佔空比變化,佔空比低於50%時,輸入電流變為斷續。
輸出電感紋波電流也不如上述對稱,電感紋波電流也不能除掉,為此交互正激設計師要注意,以便選擇合適的電容.
7,輸出濾波電容的選擇
選擇輸出濾波電容很像單端正激選擇方法,要滿足輸出紋的需要,取決於電感的紋波電流總量.在最壞情況下計算,圖4展示出電容電流紋波與電感電流紋波之比隨占空比的變化.在本設計中,占空比從0.25變到0.5最壞情況出現在0.25占空比處,對於本設計紋波電流在最壞情況為4A.
K(D)=ΔIout/ΔIout=1-2D/1-DD≦0.5
K(D)=D≧0.5
下面公式用於選擇輸出電容的大小,及其允許的最大ESR.對本設計,ESR為21mΩ.最小電容為12uf.
ESR==0.021Ω
Cout==12uf
對輸出電容RMS電流的計算,可以直接按下式計算:
IRMS==2.1A
8.輸入濾波電容的選擇(C4,C14,C16).
選擇輸入電容更為簡單,它隻取決於輸入的紋波電壓及紋波電流,下面公式及圖5展示出輸入電容的RMS電流與佔空比的關系。
在本設計中,D從0.25變到0.5,從圖1可得出最壞情況在D為0.25時,此時,RMS電流為3A.
Iout=Pout/Vout
Icin(rms)=Iout/2×a×D≦0.5
Icin(rms)=Iout/2×a×D>0.5
下面公式用於選擇允許的最小輸入電容,(C1N)及最大ESRC1N.允許Vripple≦30%的V1N(min),峰值輸入紋波電流Ipeak(cin)為8A.允許的ESR為135mΩ.
Ipeak(cin)=[+]•1/aD≦0.5
ESRcIN=D>0.5
9.功率變壓器的設計.
為令變壓器復位採用了自諧振技術.為在此復位技術下工作,需要輸入磁化電感.(LM)還要找出變壓器開關結點處整個的電容.下面的計算用來求出開關結點的電容及允許的勵磁電感,CD參照輸出整流二極管的結電容。
(D11).Cpcb為估算的印板電容及CTR.CTR為內部變壓器繞組間電容,為計算功率MOSFET的平均源漏電容,需要其數據表的COSS,電容及漏源電壓。
在36V時,VDS的平均電容COSS.整個計算為1.6nf.整個勵磁電感54uH.為簡化設計,我們用Payton公司的50863,其匝比為1.4勵磁電感為35uH.
CD=Cdikode/a2Cpcb=100pf.CTR=100pf
VDS/VDSoff
Coss=2×Coss×.CTOTAL=CD+CPCB+CTR+Coss(arg)
TRESET
π
LM=()2‧1/CTOTEC=54uH.
10.斜率補償電阻R2的選取.
為滿足電流互感器的功率需要,選擇1:
50匝比,用於設計,為確保環路穩定,電感部分的下斜率(Islope)需要增加電流檢測信號.UCC28221.PWM控制器有一個內部斜率補償,它可以用一支外接電阻來設置,(Rslope).一旦電感電流下斜率計算出來,Islope需加入的電流檢測信號亦即可以計算出來,加的電流檢測信號的總量電壓也可算出,於是Rslope即可求出。
Islope=
Vslope=Islope‧acs‧Rserse
Rslope=R2=
11.電流檢測電阻的選取(R13及R15)需要計算出輸出濾波電感的折返參量,變壓器勵磁電感電流IM,對此設計基於變壓器磁化電流及折算的變壓器電感電流,需此電阻為5.25ohm
IReflected=(+)‧1/a
IM=
Rsense==5.25Ω
12.電壓環路補償.
圖6示出功率變換器的控制方框,為補償電壓反饋的環路.(T(S))需要了解功率級輸出增益控制的小信號特性(Gcocs)以及補償網路的小信號特性(GC(S))還有光耦的Gcocs_.
T(S)=Gc(s)×Gopto(s)×Gco(s)
補償網絡由TL431用於作運放的R36,R39取樣電阻補償回路R35,C31及C29,它們都做為反饋環路,設置的電壓分壓器需預選R37以及TL431的基準電壓值.
R36=R37×
H(S)=
S=j2‧π.f
Gco(s)==..
Gcodb(s)=20log\Gco(s)\
光耦通黨用於隔離邊界處,從輸出到輸入部分的通迅.當然這些都不是理想器件,而且都會影響到整個環路補償,但光耦的小信號特性看上去還比較理想,光耦在這裡的小信號特性Gopto有一對極點(fp)其在50KHz處且Q值為1,這取決於在設計中所用的光耦品種及工作點.
Gopto(s)=×
Goptodb(s)=20×log\Gco(s)\
下面公式描述了TL431的反饋補償的小信號傳輸函數
RF=R35‧RI=R36,C2=C31,Cp=C29
Gc(s)=
Gcdb=20dog\Gc(s)\.
通常電壓環需要跨過fc並低於開關頻率的1/6.,還要位於光耦之下(fp)該變換器設計的跨越頻率fc為8KHz,完全滿足需要。
為選擇反饋電阻RF,需要計算控制到輸出的增益.GCODB(S1),及光耦的增益.Goptodk(S1),且要復蓋頻率fc.
S1=J2×π×fc
RF=R35×10‧=3kΩ.
為保証至少45℃的相位移動(PM),要加一零點在補償環中位於需要的復蓋頻率,此由補償網絡的電容C2選定.
C2=C31==6.8uf.
為保証環路穩定,另一個極點要加到開關頻率的1/2處以確保高頻增益,這可以用選擇極點電容Cp來完成.
C2=C31==220pf.
圖7和8展示出電壓環(Tdb(s))的功率變換器的頻率響應,在最低及最高輸入電壓以及最大負載時測得,從圖可見,功率變換器的電壓環在最低輸入36V時有大約7KHz的復蓋頻率,此處相移為42℃,在最高輸入電壓75V時,電壓環的交叉在9KHz處,此處相移為46℃.
設計特牲總結
圖9展示出變換器整個系統的效率變化,從圖可知,它可得到在最大負載的效率為87~90%.完全滿足設計目標85%.
圖10展示出輸出電容的對消特性,此為最低輸入電壓時,檢出為200W功率,此為交互式正激控制的最優秀特性.
圖11展示出輸出電容紋波電流在最高輸入電壓時的對消情況,輸出功率也是200W,此時占空比為25%,輸出紋波電流也減小了35%(此單正激)這對大電流應是很優秀的特性.
結論
交互正激主要意義在於降低輸入及輸出的紋波電流,可採用小一半容量的電容,同時也降低了EMI.
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